Материал: МРБ 1096.(1986).[doc]

Цифро-аналоговый преобразователь на основе преобразователя DA1 и ОУ DA2 преобразует код, имеющийся на выходах реверсивных счетчиков, в ана­логовую величину, которая сравнивается в компараторе DA3 с входным измеряемым сигналом. В первоначальные такты, когда напряжение на выходе ЦАП меньше измеряемого, счетчики работают в режиме сложения, прибавляя к свое­му содержимому с приходом каждого синхроимпульса по единице. В момент равенства выходного напряжения ЦАП и входного компаратор выдает сигнал, переводящий счетчики в режим вычитания. Как только разница между напря­жением ЦАП и входным превысит порог срабатывания компаратора, счетчижи снова перейдут -в режим суммирования и т. д. Таким образом, данный АЦП является следящим преобразователем.

Выходы счетчиков подключены к устройству индикации, на котором не-посредственно отображается результат измерений. В данном АЦП два старшая разряда третьего счетчика DD3 не используются. При применении вместо де­сятиразрядной микросхемы DA1 (К572ПА1) двенадцатиразрядной (К572ПА2) разрешающая способность АЦП увеличивается в 4 раза (при условии хорошей стабильности опорного напряжения (7_0П и напряжения питания аналоговых мик­росхем). В этом случае используются все четыре разряда DD3.

Для расширения диапазонов измерения необходимо АЦП дополнить ат­тенюатором и масштабным усилителем.

В качестве ОУ DA2 можно использовать также ОУ с возможно меньшим напряжением смещения нуля, например К153УД5А.

Частотно-импульсные АЦП. Простые преобразователи напряжение - час­тота. В основу преобразователей напряжение — частота положен принцип ком­пенсации заряда, при котором среднее во времени значение заряда интегрирую­щего конденсатора является примерно постоянным. Функциональная схема пре­образователя напряжение — частота, работающего по этому принципу, приве­дена на рис. 26. В преобразователь входят интегратор, генератор импульсов и формирователь тока компенсации.

Входное измеряемое напряжение U_x с помощью резистора R1, последова­тельно включенного в цепь инвертирующего входа ОУ, преобразуется в ток. Для компенсации этого тока служат импульсы тока, поступающие также на инвертирующий вход ОУ и направленные встречно измеряемому току. Их дли­тельность является строго постоянной я равняется t_и, а частота повторения F_Bai токовых импульсов растет с увеличением приложенного входного напря­жения:

где и_х — входное измеряемое напряжение; I_ов — опорный компенсирующий ток.

(среднее значение). Зависимость между входным напряжением и частотой им­пульсов на выходе преобразователя практически линейна.

Так как частота — величина положи­тельная, знак «минус» перед формулой означает, что полярности входного в опорного токов должны быть противо­положно направлены. Значение компенви-рующего заряда определяется Q_к=I_опt_ш. Из выражения для F видно, что при постоянстве R1 стабильность преоб­разования определяется стабильностью длительности импульсного тока t_и и опорного тока I_ОП, т. е. стабильностью питающих напряжений и зависимостью этих параметров от температуры окружающей среды. В связи с этим в преобразо­вателях, приведенных далее на рис. 27, 29, для формирования импульсов дли­тельностью t_и применены специальные ИС.

Рис. 26. Функциональная схема преобра­зователя напряжение — частота

Рис. 27. Принципиальная схема преобразователя напряже­ние — частота с таймером КРИ06ВИ1

Особенностью этих микросхем является очень малое влияние собственной активной части на длительность формируемого импульса. В большей степени стабильность определяет внешняя задающая RС-цепь. Для снижения влияния этой цепи на стабильность t_a в ней необходимо применять композиционные ре-зисторы и конденсаторы с диэлектриком из лавсановой, полистироловой или фторопластовой ленты. Для генерации опорного тока I_Оп в преобразователях (см. рис. 27, 29) использован специальный источник тока. При стабильном нап­ряжении питания (±5 В) опорный ток можно получить от этого напряжения с помощью добавочного резистора. Положительное напряжение +5 В исполь­зуется также для питания ТТЛ-схем.

В преобразователе, принципиальная схема которого приведена на рис. 27, для формирования импульсов опорного тока с длительностью t_B можно исполь­зовать интегральный аналоговый таймер КРП06ВИ1 (зарубежный аналог NE555), Он состоит из триггера управления, двух компараторов (низкого и вы­сокого уровней), прецизионного делителя напряжения, узла сброса и выходного каскада. Ввиду дефицитности указанной микросхемы можно рекомендовать аналог таймера, собранный по его структурной схеме на дискретных компонен­тах (рис. 28), Нумерация выводов аналога соответствует цоколевке таймера: 1 — общий; 2 — вход компаратора низкого уровня (запуск); 3 — выход; 4 — сброс; 5 — вход управления порогом срабатывания компаратора; 6 — вход ком­паратора высокого уровня (срабатывание); 7 — выход ключевого транзистора (разряд); 8 — питание 5 — +5 В.

Pиc. 28. Принципиальная схема аналога таймера КР1106ВИ1 на дискретных элементах

Рассмотрим работу преобразователя на рис. 27. В исходном состоянии на выходе таймера DA2 (вывод 3) имеется напряжение низкого уровня; транзис­торы VT1, VT2 закрыты. При приложении ко входу преобразователя положи­тельного постоянного напряжения через резистор R1 в точку суммирования интегратора DA1 течет положительно направленный ток. Конденсатор С1 за» ряжается, и напряжение на выходе интегратора равномерно смещается в отри« цательную область. Процесс будет продолжаться до тех пор, пока линейно падающее напряжение не достигнет напряжения срабатывания триггера тайме­ра, Это напряжение составляет примерно 1/3 напряжения питания таймера, т. е. при напряжении на выводе 2, равном примерно 2,7 В, таймер переклю­чится. На выходе таймера в течение времени t_и=1,1R11C4 будет напряжение высокого уровня. В это время переходы база — эмиттер транзисторов VT1, VT2 будут открыты. Транзистор VT1 подключит резисторы R3, R4 к отрицательно­му источнику питающего напряжения ( — 5 В). В суммирующую точку интег­ратора DA1 начинает течь отрицательно направленный опорный ток. Значение его заведомо больше любого допустимого (в диапазоне напряжений 0 — 1 В) . входного тока. Поэтому направление интегрирования после переключения тай­мера мгновенно меняется на противоположное (меняет свой знак).

Напряжение на выходе интегратора в течение длительности импульса t, равномерно увеличивается. По истечении времени t» таймер возвратится в ис­ходное положение. Далее процесс повторяется снова.

Опорный ток

— Iоп = ( — U2 — U_ocт1)/(R3 + R4),

где U_oст1 — остаточное напряжение коллектор — эмиттер насыщенного тран­зистора VT1. Из этого выражения видно, что оба напряжения питания (±5 В) должны быть хорошо стабилизированы. Значение Uocn транзистора VT1 не­велико. Зависимость дополнительной погрешности от колебаний напряжения питания (относительно ±5 В) и температуры (относительно 20° С) составляет примерно +0,4%/В и — 0,03%/° С в диапазонах ±(4 — 7) В и 0 — 70° С соответственно.

Рис. 29. Принципиальная схема преобразователя напряжение — ча­стота с одновибратором К155АГ1

Для настройки преобразователя (рис. 27) предварительно необходимо за­землить его вход. Затем с помощью потенциометра R5 выставить на коллекто­ре VT2 частоту, не превышающую 1 Гц. После чего подключить вход к ис­точнику напряжения +1 В. Потенциометром R4 выставить на выходе преобра­зователя частоту F= 10 кГц. Преобразователь может работать только от .источ­ника напряжения с малым выходным сопротивлением. Поэтому следует исполь­зовать предварительный масштабный усилитель, в котором будет осуществлять­ся также и коррекция нуля.

В схеме преобразователя на рис. 29 для формирования временного интер­вала 1_И использован одновибратор на ТТЛ-схеме DD2. Эта микросхема с внут­ренней компенсацией, поэтому изменение напряжения питания и температуры окружающей среды мало влияет на формирование интервала t_a. Дополнитель­ная погрешность от колебаний напряжения питания +5 В и температуры сос­тавляет около 0,25% |(при напряжении питания +4,75 В; 5,25 В) и — 0,01%/° С (в интервале температур 0 — 70° С).

Для преобразователя на рис. 27 необходимо жестко стабилизировать оба напряжения питания (±5 В). Для преобразователя на рис. 29 такая стабили­зация необходима лишь для напряжения +5 В.

Преобразователь на рис. 29 работает с отрицательным входным напряже­нием. В первоначальный момент одновибратор находится в исходном состоя­нии. На выходе Q микросхемы DD2 — напряжение низкого уровня, а на вы­ходе элемента DD1.3 имеется, следовательно, напряжение высокого уровня. Триггер, состоящий из элементов VT1 и DD1.1, находится в состоянии, при котором на выходе DD1.1 — напряжение низкого уровня, на выходе DD1.2 — напряжение высокого уровня. В этом случае транзистор VT1 закрыт. При подаче на вход преобразователя отрицательного входного напряжения — U_x в точку суммирования интегратора DA1 потечет входной ток, который обеспе­чит равномерное нарастание выходного напряжения интегратора в положитель­ную область. По достижении положительным напряжением напряжения сраба­тывания триггера (VT2, DD1.1) около 0,8 В триггер переключится и на выходе DD1.1 появится напряжение высокого уоовня. На выходе DD1.2 будет напряжение низкого уровня. Транзистор VT1 откроется, в точку суммирования ин­тегратора потечет положительно направленный компенсирующий ток. Значение этого тока заведомо больше любого допустимого значения входного тока. По­этому произойдет изменение направления интеграции, т. е. выходное напряже­ние интегратора DA1 станет отрицательным. Триггер на короткое время пе­реключится в свое исходное состояние, но транзистор VT1, несмотря на это, останется в открытом состоянии, так как одновременно с изменением уровня на выходе триггера запускается одновибратор DD2. Вследствие этого на выхо­де Q одновибратора в течение времени tm будет напряжение высокого уровня. Транзистор VT1 будет еще открыт в течение времени

t_a= R13 С2 In2.

По окончании импульса длительностью t_m транзистор VT1 снова закроет­ся. Далее процесс повторится. Опорный ток

Ion = (U1 — U_OCTl)/(R2 + R3),

где U_oст1 — остаточное напряжение коллектор — эмиттер транзистора VT1.

Регулировка данного преобразователя аналогична регулировке преобразова­теля, изображенного на рис. 27.

Преобразователь напряжение — частота по методу дельта-модуляции. В ос­нове данного АЦП лежит метод компенсации входного среднего тока коммути­руемым зарядом или током фиксированного значения от внешнего источника с синхронизацией циклов компенсации импульсами постоянной длительности, по­ступающими от генератора опорной частоты. Такое преобразование основано на принципе следящего уравновешивания, т. е. в точке компенсации (суммиро­вания) поддерживается нулевой средний ток.

Выходным сигналом преобразователя является импульсная последователь­ность со средним числом импульсов за интервал времени, например 0,1 с; 1 с, пропорциональным входному сигналу. Диапазон входных напряжений преобра­зователя 0 — 1 В, константа преобразования 1 МГц/В, погрешность преобразо­вания 0,1%. Здесь используется внешний (кварцованный) сигнал с тактовой частотой 1 МГц. Преобразователь имеет высокое входное сопротивление, оп­ределяемое примененным ОУ.

Рис. 30. Функциональная схема преобра­зователя с дельта-модуляцией

На рис. 30 изображена функциональная схема такого преобразователя: По­ложительное входное напряжение U_x преобразуется резистором R1 в пропор­циональный напряжению входной ток 1_Х, который заряжает конденсатор С1 интегратора DA1. Вследствие этого напряжение на выходе интегратора равномерно снижается в отрицательную область. По достижении выходным напряжением нижней точки срабаты­вания триггера, подключенного к вы­ходу интегратора, триггер переклю­чится во второе состояние. Это пе­реключение запускает следующую за ним логическую схему, которая в те­чение длительности периода такто­вых импульсов замыкает выключа­тель S1. По этой причине в сумми­рующей точке интегратора ток мгновенно меняет свое направление и выходное напряжение интегратора начинает равномерно подниматься в положительную область.

Выключатель S1 должен быть замкнут в течение по крайней мере одного тактового периода для того, чтобы выходное напряжение интегратора приняло свое первоначальное значение. В этом случае триггер переключится обратно. В течение каждого тактового периода, во время которого выключатель S1 замкнут, преобразователь выдаст один импульс, который может подсчитывать-ся счетчиком.

Такое структурное построение преобразователя представляет собой цифро­вое регулирующее устройство, которое поддерживает постоянным среднее вы­ходное напряжение на интеграторе и, следовательно, на конденсаторе С1.

Преобразователь по методу дельта-модуляции имеет на выходе импульсы, интервалы между которыми зависят от числа включений выключателя S1. Поэ­тому нельзя говорить о постоянной частоте повторения выходных импульсов, так как интервалы между импульсами неодинаковы. Но необходимо отметить, что за время измерения t_K среднее число коммутаций n опорного тока I_ОП = =Uon/Ron является постоянным, Если обозначить длительность одного включе­ния (это время равно длительности периода тактовой частоты) как Г_оп, а наи­большее число возможных периодов коммутации выключателя S1 через т, то

n = — U_xmT_0П/(R1 I_оп T_оп).

Отрицательный знак говорит о противоположных полярностях входного и опор­ного токов. Составляющая тТ_ои соответствует определяемому счетчиком им­пульсов времени t_K, а n — подсчитанным в это время импульсам, т. е. состоя­нию счетчика N. Для N имеет место

N= — U_xt_H/(R1 I_oп T_оп).

Состояние счетчика линейно зависит от входного напряжения U_x. Величины t_и и T_оп связаны между собой, поэтому они не влияют на результат только в том случае, когда время t_m кратно периоду F? = 1/T_оп.

Если резистор R1 — композиционный с высокой временной стабильностью, то на точность преобразования в основном влияет только стабильность опор­ного тока. Малую зависимость опорного тока от колебаний питающих напря­жений и температуры окружающей среды можно получить, применив термо-скомпенсированные источники тока на дискретных транзисторах или на ОУ. Так, в преобразователе на рис. 30 в качестве интегратора использован ОУ. Такое решение используется довольно часто. Но при этом нельзя не учитывать, что выбранный для преобразования входного напряжения во входной ток ре­зистор R1 определяет входное сопротивление преобразователя. Это накладыва­ет ограничения на выбор сопротивления резистора R1. Необходимо также учи­тывать и то, что преобразователь должен работать с высокой тактовой часто­той. Вследствие конечной скорости нарастания выходного напряжения ОУ (для большинства ОУ оно равно примерно 1 В/мкс) нельзя построить эффективный интегратор импульсов опорного тока. Поэтому приходится снижать тактовую частоту.

Рис. 31. Принципиальная схема преобра­зователя с пассивным интегратором

От этих недостатков свободен преобразователь с пассивным интегратором, функциональная схема которого приведена на рис. 31. Здесь имеется возбуж­даемый входным напряжением источник тока, а также источник опорного ком­пенсирующего опорного тока, который включается логической схемой. В таком устройстве среднее напряжение на конденсаторе С1 остается постоян­ным и его можно применять при тактовой частот., вплоть до несколь­ких мегагерц.

На рис. 32 показана практичес­кая реализация такого преобразова­теля. Его крутизна преобразования 1 МГц/В. При замене конденсаторов (на рис. 32 показано в скобках) можно получить крутизну преобра­зования 100 кГц/В при тактовой частоте 100 кГц. Входное сопротивление преоб­разователя определяется только типом используемого ОУ. При использовании ОУ со встроенными полевыми транзисторами (например, КД40УД8А, К574УД1А) оно составляет около 10¹⁰ Ом.

Операционный усилитель DA1 и полевой транзистор VT1 образуют управ­ляемый напряжением источник тока с большим внутренним сопротивлением. Ток стока транзистора VT1 определяется его входным напряжением и сопро­тивлением резистора R6:

I_VT, = U_XIR6.

Применение полевого транзистора вместо VT1 уменьшает погрешность пре­образования напряжение — ток, хотя в принципе здесь возможно использовать биполярный n-р-n транзистор. Необходимо обратить внимание на то, что ток стока транзистора VT1 не может быть больше максимального тока стока при напряжении затвор — исток, равном нулю. При входном напряжении 1 В ток стока транзистора VT1 равен 3,03 мА. Поэтому для транзистора VT1 необхо­димо подобрать экземпляр с максимальным током стока, равным или большим 3,5 мА.

Рис. 32. Принципиальная схема преобразователя напряжение — частота с дельта-моду­ляцией

Ток стока транзистора VT1 равномерно разряжает интегрирующий конден­сатор С2. Зарядка этого конденсатора осуществляется импульсами опорного то­ка от источника тока на элементах R4, R5, R8, VT2, VD4, VD5. Опорный ток

I_oп = (U_VDH + U_{VD 5} — U_{бэ VT2})/(R4 + R5).

Диод VD5 служит для температурной компенсации зависящего от темпера­туры напряжения база — эмиттер транзистора VT2. Для хорошей термокомпен­сации ток через диоды VD4, VD5 должен быть равен коллекторному току транзистора VT2. Для поддержания высокой стабильности коллекторного тока, равного опорному току, напряжение питания U1 необходимо жестко стабилизи­ровать, несмотря на стабилизацию с помощью диода VD4 напряжения на базе этого транзистора. В качестве VD4 необходимо использовать стабилитроны с малыми динамическим сопротивлением и температурным коэффициентом напря­жения.

Функцию выключателя S1 (см. рис. 30, 31) в реальном устройстве выпол­няют диоды VD2, VD3. Они должны иметь малое время восстановления и боль­шое обратное сопротивление.

При подаче питающих напряжений, а также при положительном входном напряжении в преобразователе будут происходить следующие процессы. В мо­мент включения напряжение на интегрирующем конденсаторе С2, а также на затворе истокового повторителя VT2 отсутствует, так как конденсатор С2 раз­ряжен. Включенный в цепь истока транзистора VT3 стабилитрон VD6 обеспе­чивает сдвиг уровня таким образом, что при Ucz = 0 напряжение на базе транзистора VT4 составляло примерно — 4 В. Поэтому транзистор VT4 зак­рыт и на D входе подключенного к VT4 триггера DD2.1 будет напряжение вы­сокого уровня. С приходом первого после включения питания тактового им­пульса триггер DD2.1 переключится в состояние Q=l. На выходе Q при этом будет напряжение низкого уровня. Оба этих уровня закроют транзистор VT5. Напряжение база — эмиттер этого транзистора станет отрицательным и соста­вит примерно — 3,5 В. На катоде диода VD3 положительное напряжение пи­тания, и он будет закрыт. Диод VD2, наоборот, будет открыт, и ток через транзистор VT2 потечет на интегрирующий конденсатор.