Материал: s_electro

Рис.3.11.6

Как видно из векторной диаграммы рис. 3.11.5, при отрицательном знаке угла ψ и той же величине напряжения на входе вентильного комплекта u, ток в цепи переменного тока преобразователя будет в противофазе с напряжением. Это будет означать переход вентильного преобразователя с ШИМ в инверторный режим, так как активная мощность в цепи переменного тока теперь отдается в сеть переменного напряжения. Уменьшением угла управления ψ до нуля можно свести до нуля и активную мощность как в выпрямительном, так и в инверторном режимах. При этом напряжение в звене постоянного тока сохраняет знак и меняется в ограниченных пределах, что отличает вы- прямительно-инверторные режимы в таком преобразователе с ШИМ от выпрямительно-инверторных режимов в преобразователе на вентилях с неполным управлением и фазовым способом регулирования (см. раздел 3.4).

Основные характеристики такого выпрямителя будут получены в разделе пособия (часть 2) , посвященном автономным инверторам, где этот выпрямитель рассматривается как обращенный инвертор напряжения.

Если нет требования к необходимости рекуперации энергии из цепи постоянного тока выпрямителя, т. е. к необходимости обеспечения возможности инверторного режима, то схема выпрямителя с принудительным формированием входного тока упрощается и для однофазной сети приобретает вид, показанный на рис. 3.11.7, а, а ее временные диаграммы представлены на рис. 3.11.7, б.

Схема содержит однофазную мостовую схему неуправляемого выпрямителя, накопительный реактор Ld, транзистор (вентиль с полным управлением), накопительный конденсатор С с разделительным диодом D. Эта часть схемы после диодного выпрямителя являет, как будет

168

показано во второй части пособия, разновидность повышающего преобразователя постоянного напряжения в постоянное. На качественном уровне его режим работы такой. При проводящем состоянии транзистора все выпрямленное напряжение диодного моста прикладывается к накопительному дросселю, при этом ток в нем нарастает (интервал импульса управления Uупр на рис. 3.11.7, б). При выключении транзистора ток накопительного дросселя через разделительный диод D заряжает накопительный конденсатор С и питает цепь нагрузки. Модулируя соответствующим образом длительность проводящего состояния транзистора с частотой, во много раз превышающей частоту питающего напряжения, можно сформировать практически синусоидальные полуволны тока в накопительном дросселе Ld, синфазные с выпрямленным напряжением. Выпрямленный ток в такой однофазной схеме

u упр

а

u1

uупр

б

169

Рис 3.11.7

(при проводимости диодов выпрямителя по полпериода сети коммутационная функция моста Ψп – прямоугольное колебание) есть модуль входного тока по (1.4.2). Тогда получается практически синусоидальный ток на входе выпрямителя, находящийся в фазе с напряжением сети. При этом выходное напряжение преобразователя Ud должно быть больше амплитуды выпрямленного напряжения на выходе диодного моста. Это необходимо для обеспечения управления спадом тока накопительного реактора Ld на интервале выключения транзистора, когда к реактору прикладывается разность указанных напряжений в направлении, обратном, чем на интервале нарастания тока.

Формально данный составной преобразователь образован каскадным включением двух простых указанных вентильных преобразователей и должен бы быть рассмотрен по нашей методике в третьей части пособия, посвященной составным преобразователям. Но широкое распространение этой схемы выпрямления, прежде всего для целей питания стабилизированным напряжением маломощных нагрузок (устройства управления, теле-, радио- и бытовая аппаратура), оправдывает ее качественное рассмотрение здесь и сейчас. На Западе эта схема полу-

чила название корректора коэффициента мощности за свое свойство обеспечивать входной коэффициент мощности практически равным единице. Да и родилась она в результате упрощения рассмотренных выше схем однокаскадных выпрямителей с принудительным формированием входного тока, обладающих способностью к рекуперации энергии из нагрузки [20]. Снятие этого требования позволило перенести функцию принудительного формирования кривой тока из цепи переменного тока, как в схемах рис. 3.11.4 и 3.11.6, в цепь постоянного тока, как в схеме рис. 3.11.7. Схема с двухкаскадным преобразованием и всего одним управляемым вентилем оказалась дешевле схемы с однокаскадным преобразованием, но с двумя управляемыми вентилями.

Таким образом, выпрямители на вентилях с полным управлением (запираемых тиристорах, силовых транзисторах) позволяют улучшить входные энергетические характеристики такого выпрямителя по сравнению со случаем выполнения его на не полностью управляемых вентилях (тиристорах). Новые схемные решения делают значительный шаг на пути к построению выпрямителя – идеала с полной электромагнитной совместимостью с питающей сетью, т. е. с регулируемым в

170

полном диапазоне постоянным напряжением на выходе и синусоидальным током на входе, синфазным с напряжением сети.

3.12. РЕВЕРСИВНЫЙ ВЕНТИЛЬНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ (РЕВЕРСИВНЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ)

Целью этого раздела является рассмотрение вентильных преобразователей, которые имеют возможность задавать на выходе любые сочетания полярностей постоянного напряжения и тока.

Одиночный вентильный преобразователь обеспечивает возможность реверса полярности напряжения на нагрузке при сохранении в ней направления тока (см. рис. 3.4.4). В то же время многие области техники и в первую очередь электропривод требуют источников, которые могли бы реверсировать не только напряжение, но и ток в нагрузке, что требует уже четырехквадрантных внешних характеристик. Для этого вентильный преобразователь, несмотря на свою «вентильность», должен быть способен пропускать через себя постоянный ток любого направления, аналогично традиционным для энергетики другим источникам постоянного напряжения типа электромашинного генератора постоянного тока или аккумулятора. Подобный регулируемый реверсивный источник может быть получен на базе двух базовых вентильных преобразователей, включенных таким образом, чтобы обеспечить протекание тока нагрузки в обоих направлениях. Эта сис-

тема получила название реверсивного вентильного преобразователя

(РВП). Если каждый нереверсивный ВП, входящий в состав реверсивного, питается от отдельной системы вторичных обмоток силового трансформатора, то такая схема называется перекрестной, а при питании обоих вентильных комплектов от одной системы вторичных об-

моток трансформаторов схема называется встречно-параллельной.

Первые схемы допускают использование однотипных интегральных модулей силовых вентилей, т. е. групп вентилей, соединенных катодами (анодами) и собранных в одном корпусе.. При выполнении вентильных преобразователей на тиристорах чаще всего используют встречно-параллельную схему. Схема реверсивного вентильного преобразователя при трехфазном однополупериодном выпрямлении и встречно-параллельном включении вентильных комплектов показана на рис. 3.12.1.

171

Рис. 3.12.1

Построение РВП путем встречно-параллельного соединения двух вентильных комплектов ВК1 и ВК2 (см. рис. 3.12.1) приводит к созданию дополнительного контура для тока, не включающего контур нагрузки. Этот контур образуется обмотками трансформатора и вентилями вентильных комплектов ВК1 и ВК2 и называется уравнительным, а ток, протекающий в нем, – уравнительным током. Величина уравнительного тока определяется разностью мгновенных значений напряжений, даваемых вентильными комплектами ВК1 и ВК2 и величиной сопротивления в уравнительном контуре.

Практическое отсутствие активного сопротивления в уравнительном контуре требует согласования средних значений напряжений вентильных комплектов с целью исключения возможности возникновения непрерывного уравнительного тока. Для этого средние значения напряжений вентильных комплектов ВК1 и ВК2 должны удовлетворять уравнению (пренебрегая вначале ∆U и током нагрузки):

Иначе говоря, с учетом того, что вентильные комплекты включены параллельно, требуется равенство средних значений их напряжений, а с учетом того, что они включены еще и встречно, необходима противоположность знаков собственных напряжений, а для этого нужно, чтобы α1(α2) < 900, α2(α1) > 900. Тогда с учетом уравнения регулировочной характеристики (2.9.2)

Ud 0 cosα1 +Ud 0 cosα2 = 0

или

172