Материал: Самосадный Автоматизированное проектирование устройств систем сбора-обработки Ч2 2015

Графики зависимости уровней шумов получаются путем вызова соответствующих пере-

менных в новые окна графиков в постпроцессоре Probe. В ряде случаев кривые V(INOISE) и V(ONOISE) необходимо водить по команде: Trace> Add Trace.. или по нажатию клавиши

<Insert>. Далее требуется вводить имя зависимости вручную.

Сравните характеристики V(INOISE) и V(ONOISE). При анализе уровней шумов необходимо понять состав выводимых характеристик. V(ONOISE) задает уровень напряжения

шума на выходе, равный корню квадратному из спектральной плотности напряжения внут-

реннего шума. Аналогично могут быть представлены токовые характеристики. NTOT (RF1), NTOT(RF2), NTOT (Rfb), NTOT (RLoad) представляют собой парциальные спектральные

плотности выходного шума для отдельных компонентов. NTOT (ONOISE) это суммарная

спектральная плотность выходного шума. Можно показать по результатам сравнения графи-

ков, что NTOT(ONOISE)=V2(ONOISE).

Парциальные и суммарная плотности выходного шума являются удобными характеристиками для оценки влияния в шумовую картину на выходе схемы, которую вносят отдельные компоненты. Далее можно изменить схему или параметры компонента и постараться таким образом уменьшить уровень шума от этого компонента и, если вклад в шумовую дорожку этого компонента существенен, общий уровень шумов удается снизить. Постарайтесь выполнить аналогичный анализ поведения компонентов схемы A_Filt, выявить этот компонент и постараться снизить влияние его шумов, изменив номинал компонента. В ряде случаев, для значительного числа современных ОУ применение такого компонента не нужно или даже прямо не рекомендовано фирмами-изготовителями.

К сожалению, уровень шумов в виде амплитуд сигналов по анализу спектральной плотности шумов оценить очень трудно, а в ряде случаев практически невозможно. Общую шу-

мовую картину на выходе компонента можно оценить следующим образом. Остановимся на зависимости V(ONOISE). По формулам, приведенным в книге [5] можно оценить средне-

квадратичное отклонение выходного напряжения шума. Все расчеты можно проводить сред-

ствами PROBE. Формулы для расчетов:

SQRT(S(V(ONOISE)* V(ONOISE))), или

SQRT(S(NTOT(ONOISE))).

Расчеты можно производить средствами Probe в окне Add Traces для графика V(ONOISE), как показано в приложении 3.

При проведении расчетов формулу можно задавать, используя готовые математические выражения в правом окне или набирая их с клавиатуры. Знак «S» означает интеграл, знак «*» это умножение, а SQRT это квадратный корень из величины в скобках.

К сожалению, при расчетах необходимо определить или ограничить диапазон частот,

ведь интеграл-то определенный. В ряде случаев это сделать математически более или менее корректно не получается. В идеальном для расчета случае кривая V(ONOISE) должна подхо-

дить к оси X достаточно монотонно или заканчиваться на оси. В нашем случае, этого не происходит, кривая V(ONOISE) не уменьшает свои значения вплоть до 1ГГц. Это приводит к

тому, что расчетные значения среднеквадратичных величин шумов резко увеличиваются с ростом частоты и достигают величин 1мВ. Реальные пиковые значения амплитуды шумов могут лежать в диапазоне 3-7 мВ. Сами по себе эти величины несколько великоваты для такой схемы. В действительности схема ФНЧ, (все-таки это фильтр), призвана резко ослаблять спектральную составляющую сигнала выше нескольких десятков килогерц. Но, что касается действия шумов, а не сигналов, об этом еще можно спорить исходя из особенностей внутренней структуры ОУ, его полной неприспособленности для работы в частотном диапазоне выше десятка мегагерц и еще можно привести множество факторов, осложняющих выбор граничного диапазона рассмотрения частот, чей вклад в шумы на выходе достоин рассмотрения. Финальный результат в нашем случае достаточно непредсказуем. Но некоторые оценки все-таки сделать можно.

41

Для выбора граничного диапазона частот в нашем случае его можно задать исходя из здравого смысла и особенностей реализации выходного каскада схемы. Выходной каскад тоже можно представить схемой и промоделировать с получением его АЧХ, где будет понятно на каких частотах стоит остановиться. Хотелось бы добавить, что с точки зрения авто-

ра, вполне можно было бы остановиться на границе 1-10МГц. И ввести соответствующие изменения в границу формирования выходных частот, например в опции End Frequency про-

филя.

Еще одним способом можно было бы воспользоваться, глядя на графики NTOT. Там есть

кривые, близкие к идеальным, например NTOT (Rfb), с достаточно похожим ходом кривой и близкими абсолютными значениями к NTOT(ONOISE). Этой кривой можно было бы воспользоваться для расчетов. Соотношение NTOT(ONOISE) и V(ONOISE) известно. Далее де-

ло в расчетах и построении кривой с возможными поправочными коэффициентами.

В любом случае мы всегда имеем дело только с более или менее грубой оценкой приблизительной шумовой картины на выходе устройств. И еще вопрос, стоит ли это все так детализировать?

Наши расчеты учитывают только часть возможных шумов, избежать которых невозможно, например тепловые шумы резистора. Но не факт, что на выходе в итоге будет действовать именно этот шум и он не будет, например, ослаблен, или, наоборот, усилен. Схему мы рассматриваем как модель, очень приблизительно. В действительности, практика показывает, что уровень внутренних шумов с лихвой перекрывается внешними шумами, например,

блоков питания, особенно импульсных. Для усилителей есть свой параметр, описывающий ослабления шумов по линиям питания (PSRR Power Supply Rejection Ratio). Этот параметр приводится в описании Data Sheets, например, для компонентов Burr-Brown (TI), Analog De-

vices и др. Характер кривых PSRR свидетельствует о том, что в области частот выше 1- 100МГц (зависит от конкретного ОУ) никакого ослабления шумов по линиям питания уже нет. Характерный уровень шумов от импульсных блоков питания может составлять 40-500 мВ (пик-пик). Причем вклад частот выше 1 МГц весьма существенен. Шумит также и измерительная техника, что не способствует корректности уже практических измерений.

При оценке точностных свойств АЦП часто используют параметр ENOB (эффективное число бит), интерпретируемый как «эффективное» разрешение АЦП, связанное со среднеквадратичными величинами шумов или искажений сигналов на входе в преобразователь.

Вместе с тем в ряде практических применений требуется знать не ENOB, а разрешение «от пика до пика» (peak-to-peak resolution), характеризующее число разрядов АЦП, свободное от влияния шумов (flicker free). Иногда также специалистами употребляется термин «дрожание» (flicker) цифровых разрядов на выходе АЦП или системы, связанное с общим итоговым

влиянием шумов при работе АЦП в системе, а также термин «число достоверных разрядов». В этом случае часто принимают соотношение, связывающее среднеквадратичные величины шумов ERMS и величины шумов от пика до пика EPP:

Epp 6,6 ERMS .

Величины ERMS рассчитываются, измеряются или берутся из технической документации на компоненты. Величина EPP определяется вероятностью того, что напряжение шумов не выйдет за указанную величину, так, например, 99,99% значений кодов на выходе АЦП находятся в пределах 6,6× ERMS шума. Эффективное разрешение АЦП может составлять величину, приблизительно на 2,7 разрядов больше числа разрядов свободных от влияния шумов (без дрожания разрядов).

Оптимизация схемы ФНЧ по результатам анализа шумов

В приложении 3 показан процесс оптимизации и результаты оптимизации схемы ФНЧ. Оптимизация работы схемы ФНЧ проведена с целью снижения уровня собственных шумов схемы, в частности путем уменьшения величины резистора Rfb. Процесс оптимизации будет

42

подробнее рассмотрен следующей теме. На данном этапе нам необходимо проверить и подтвердить тот факт, что схема ФНЧ в итоговом варианте (без резистора Rfb) имеет те же характеристики в частотной области, что и исходный вариант схемы.

Меры по обеспечению получения результатов расчетов

В целом для AC-анализа не характерно возникновение проблем с получением результа-

тов расчетов, в частности фактически отсутствует необходимость обеспечивать сходимость результатов. Но для DC-анализа и, особенно, Transient-анализа, такие проблемы весьма акту-

альны.

В том случае, если возникают проблемы сходимости расчетов, бывает полезно осуществлять ввод заранее рассчитанных потенциалов схемы. В нашем случае таких проблем не ожидается, но, вместе с тем, отработка методов получения файла подобных данных и анализа его содержимого является весьма полезным.

Получите файл Filt_Bias. Познакомьтесь с содержимым файла Filt_Bias.

**********************************************************

*********************************************************

+V(X_U1A.11) = -14.9602737810

+V(X_U1A.12) = -14.9607910150

+V(X_U1A.54) = -14.3500000000

+V(X_U1A.90) = -1.8532234722

+ V(X_U1A.91) = 40.0000000000

+V(X_U1A.92) = -40.0000000000

+V(X_U1A.99) = 0.0000000000

****************************************************

Проанализируйте результаты, оцените возможность ручной коррекции параметров. Оцените возможность создания таких файлов пользователем без исходной схемы для расчета режима по постоянному току.

Некоторые представленные данные вызывают вопросы, например, откуда появились потенциалы в 40 В? При анализе узловых потенциалов необходимо воспользоваться моделью

43

ОУ LM324. Текст описания модели может быть доступен, например, в основном окне редак-

тирования редактора CAPTURE. Левой кнопкой мыши выделяется компонент, а нажатием на правую кнопку и перемещением мыши выбирается опция меню: «Edit PSpice Model». В опи-

сании модели LM324 можно встретить строки, обеспечивающие формальное использование в модели внутренних «источников» напряжения 40 В, как показано ниже.

Такие источники можно отнести к особенностям модели данного компонента.

Внимание!

Не допускается вносить какие-либо изменения в описание модели библиотечного компонента, не предназначенного для коррекции модели и ее параметров (не из библиотеки Breakout).

Дополнительная информация о расчетах

Познакомьтесь и проанализируйте детальную информацию о расчетах в выходном файле

всоответствии с использованием оператора .OP.

Впрофиле (см. рис. 2.23 и 2.24) существуют еще некоторые виды расчетов для анализа

AC Sweep/Noise, которые мы не рассмотрели. В частности это Monte Carlo/Worst Case, Parametric Sweep и Temperature (Sweep). Что касается Monte Carlo/Worst Case и Parametric Sweep,то эти виды расчетов будут изучаться в следующих темах. Temperature (Sweep) мы начали изучать в анализе Bias Point и продолжим при изучении для Time Domain (Transient).

Задача

Для схемы пассивного ФНЧ первого прядка с выбранной Вами частотой среза в диапазоне 1-100 кГц получите характеристики и подтвердите работоспособность ФНЧ. Получение характеристик проводите на основе примера проектирования активного фильтра, как представлено в приложении 3. В качестве схемы фильтра рекомендуется воспользоваться одним из вариантов схемы использовавшихся ранее проектов RC. Особое внимание необходимо обратить на ФЧХ пассивного фильтра, а также сравнить ее с ФЧХ активного фильтра и с данными табл. П3-1.

Подготовьте материалы по выполнению задания 3 для файла отчета.

Краткие итоги.

В ходе выполнения задания 3 были изучены материалы, связанные с проведением анализа AC Sweep. В ходе практических работ были осуществлены расчеты и получены результаты расчетов для ФНЧ, требующих проведения данного вида анализа для изучения параметров и подтверждения работоспособности схем. При проектировании реальных схем анализ AC Sweep позволяет изучать поведение схем в частотной области, а также проводить анализ уровней собственных шумов схем, включая выбор решений с минимальным уровнем шумов. В частности были получены АЧХ и ФЧХ схем. Также проводился расширенный анализ узловых потенциалов и токов схемы и реализован один из способов получения файла узловых потенциалов, как одна из мер по обеспечению получения результатов расчетов и предотвращению срыва расчетов из-за несходимости вычислений.

2.3.4. Осуществление анализа Time Domain (Transient)

Приступите к выполнению задания 4. Изучите основные сведения о порядке и правилах проведения расчетов поведения схем во временной области Time Domain (Transient) или

проведения анализа переходных процессов, анализа формы сигналов. Также необходимо

44

изучить расчет спектральных составляющих сигналов (Fourier analysis) и используемых при этом директивах, как представлено в учебном пособии и в материалах файлов pspug.pdf, PSpcRef.pdf.

По ходу изучения материалов раздела необходимо выполнять все действия с представленными схемами, проводить изучение и интерпретацию полученных результатов. При выполнении задания 4 воспользуемся схемой активного фильтра проекта A_Filt и порядком проведения расчетов, как представлено в Приложении 3.

Команда (оператор, директива) .TRAN (transient analysis)

Оператор .TRAN обеспечивает расчеты переходных процессов (transient analysis) в схеме или расчеты поведения схемы во временной области (time domain) в заданном временном интервале. При расчетах используются следующие аргументы и опции.

Опция [/OP]. Расчет переходного процесса начинается с расчета начальной точки (режима по постоянному току). Задание в операторе .TRAN опции /OP (bias point) обеспечивает вывод в выходной текстовый файл подробной информации о режиме и о параметрах всех нелинейных элементов в этой начальной точке, аналогичную той, которую выдает оператор

.OP для рабочей точки малосигнального анализа. Отсутствие выбора этой опции приводит к выводу информации только об узловых потенциалах в рабочей точке (transient analysis bias point).

Опция “print step value” («шаг печати»). В профиле это выбор настроек “Print values in the output file every:_____ seconds”. Результаты расчета переходных процессов выводятся операторами .PRINT, .PLOT .FOUR в выходной текстовый файл. Спецификация «шаг печа-

ти» определяет шаг, с которым заносятся результаты в массивы данных, соответствующие этим операторам. Поскольку точки, выводимые на печать, не соответствуют действительно

рассчитанным значениям с изменяющимся внутренним шагом, то при печати используется интерполяция истинных значений полиномом второго порядка (2nd-order polynomial interpolation). Это не касается данных, выводимых вв постпроцессор PROBE.

Опция “final time value” («время окончания»). В профиле это выбор настроек “Run to time:_____ seconds (TSTOP)”. Временной интервал для расчетов начинается с нулевого мо-

мента времени и продолжается до времени TSTOP, определяемого спецификацией «время окончания» (“final time value”).

Опция [no-print value] («время до начала печати»). В профиле это выбор настроек “Start saving data after:_____ seconds”. Задается интервал времени, начиная с начального времени

(TIME=0) на протяжении которого результаты не выдаются по операторам .PRINT, .PLOT и

.PROBE. Это позволяет сократить выходной файл за счет отказа от вывода не нужной пользователю информации о процессах на некотором начальном отрезке времени.

Опция [step ceiling value] («максимальный шаг»). В профиле это выбор настроек “Maximum step size:_____ seconds”. Опция позволяет отказаться от значения по умолчанию для

ограничение на величину внутреннего шага по времени в пользу меньшего его значения. По умолчанию максимальный шаг равен «время окончания»/50. Уменьшение этого шага требуется, чтобы детально исследовать быстро меняющиеся сигналы или короткие импульсы.

Опция [SKIPBP] («отмена расчета рабочей точки»). В профиле это выбор настройки

“Skip the initial transfer bias point calculation (SKIPBP)”. Опция «отмена расчета рабочей точ-

ки» запрещает проведение расчета начальной точки. В этом случае начальная точка определяется спецификациями IC= в описаниях емкостей и индуктивностей, а также операторами

.IC или .LOADBIAS.

Расчет переходных процессов начинается с расчета начальной точки, отдельно от расчета рабочей точки (separate from the regular bias point). Это необходимо потому, что в начале

анализа переходных процессов независимые источники могут иметь величины, отличные от указанных в спецификации по постоянному току DC.

45