fн = 232,485 (Гц); fв = 21,083 (кГц)
Рисунок 2.2.3 «Определение нижней граничной частоты по ЛАЧХ модели»
Для определения нижней граничной частоты определяем частоту для
KU - 3 (дБ) = 57 (дБ), сдвигая курсор влево. Измеренное в системе Multisim значение fн = 232,485 (Гц) соответствует указанному в техническом задании fн = 200 (Гц) с учётом погрешности.
Рисунок 2.2.4 «Определение верхней граничной частоты по ЛАЧХ модели»
Для определения верхней граничной частоты определим частоту для
KU - 3 (дБ) = 57 (дБ), сдвигая курсор вправо.
Измеренное в Multisim значение fв = 21,083 (кГц) удовлетворяет условию fв ? 20 (кГц) с учётом погрешности, схема подходит.
Вывод:
Так как верхняя частота fв = 21,083 (кГц) для данной модели соответствует техническому заданию, в котором fв ? 20 (кГц) c учётом погрешности и нижняя частота fн = 232,485 (Гц) для данной модели соответствует техническому заданию, в котором fн = 200 (Гц) с учётом погрешности, то можно сделать вывод, схема 3.1 подходит. Данный усилитель имеет высокую частоту ??в и большую полосу пропускания всего усилителя.
3. Эксперемнтальное исследование усилителя переменного тока в системе «NI ELVIS»
3.1 Усилитель на одном неинвертирующем РУ
На третьем этапе проектирования проводится экспериментальное исследование усилителя переменного тока в системе NI ELVIS. Результаты этого исследования должны соответствовать результатам моделирования в системе Multisim.
Рис. 3.1.1 «Частотная и фазовая характеристики усилителя на основе одного неинвертирующего РУ»
Из частотной характеристики усилителя переменного тока известно, что, чем выше коэффициент усиления усилителя переменного тока, тем меньше у него верхняя граница частоты fв. В нашем случае, схема усилителя на одном неинвертирующем РУ не подходит. По техническому заданию значение верхней граничной частоты должно быть не меньше 20 (кГц), а схема выдает значение 0,997 (кГц). Также невозможно получить высокие значения по коэффициенту усиления и входному сопротивлению усилителя.
3.1 Усилитель на неинвертирующем и инвертирующем РУ
Рис. 3.2.1 «Частотная и фазовая характеристики усилителя на инвертирующем и неинвертирующем РУ»
Усилитель на инвертирующем и неинвертирующем РУ как раз обеспечивает достаточный коэффициент усиления, верхнюю и нижнюю граничную частоту. Такими образом, такой усилитель подходит под задание курсового проекта. Вывод:
ЛАЧХ данного усилителя переменного тока имеет большую, чем у усилителя переменного тока на базе неинвертирующего РУ, верхнюю граничную частоту, так как входная подсхема на базе инвертирующего РУ позволяет обеспечить большее входное сопротивление, а выходная на базе инвертирующего РУ - высокий коэффициент усиления всего усилителя.
Схема усилителя переменного тока на базе двух усилительных подсхем позволяет обеспечить высокую верхнюю граничную частоту при высоком коэффициенте усиления.
4. ПРОЕКТИРОВАНИЕ МОЩНОГО ВЫХОДНОГО КАСКАДА УСИЛИТЕЛЯ
На четвертом этапе проектирования проводится расчет мощного выходного каскада (ВК) на дискретных компонентах, необходимого для расширения возможностей усилителя переменного тока по выходной мощности и максимальному току нагрузки.
Рекомендуемая схема (ВК) представлена на рис. 4.10. На этом же рисунке приведена часть схемы усилителя, приведенного на рис. 3.1 (DA2; R4; R5; С2), к выходу которого подключен вход ВК.
Рис. 4.10. «Рекомендуемая схема мощного выходного каскада»
4.1 Назначение и функционирование входного каскада
Этот каскад (VT1 - VT4; R6 - R9) предназначен для получения большого тока нагрузки: = 1 - 1,5 (А). Интегральный операционный усилитель DA2 серии 741 имеет максимальный ток нагрузки: = 10 - 20 (мА), что явно недостаточно для нашего усилителя.
Входной каскад усиливает только по току. По напряжению его коэффициент передачи близок к 1 (повторитель напряжения). Действительно, транзисторы VT1 и VT3 по одному пути и транзисторы VT2 и VT4 по другому пути - каскады с общим коллектором. Эти каскады не инвертируют фазу входного сигнала и имеют коэффициент передачи по напряжению, близкий к единице. Выходной каскад (рис. 4.10) - двухтактный каскад режима класса АВ. При положительном выходном напряжении транзистор VT3 находится в активном усилительном режиме, транзистор VT4 - в области отсечки, т. е. практически полностью обесточен; при этом ток нагрузки течет по цепи: положительный источник питания - коллектор - эммиттер транзистора VT3 - резистор R8 - цепь нагрузки - общая шина. При отрицательном выходном напряжении транзистор VT4 находится в активном усилительном режиме, транзистор VT3 - в области отсечки; при этом ток нагрузки течет по цепи: общая шина - цепь нагрузки - резистор R9 - эмиттер - коллектор транзистора VT4 - отрицательный источник питания. Наличие двух источников питания позволяет обеспечить двуполярный диапазон изменения выходного напряжения.
Режим класса АВ создается введением транзисторов VT1, VT2. Падение напряжения приоткрывает транзисторы VT3 и VT4 при выходном напряжении ВК, близком к нулю. Через эти транзисторы течет некоторый начальный сквозной ток , при этом рабочая точка транзисторов VT3 и VT4 выводится на начало линейного участка входной характеристики биполярного транзистора (рис. 4.11 - точка АВ), что минимизирует нелинейные искажения выходного напряжения ВК и всего усилителя. Резисторы R8 и R9 необходимы для ограничения сквозного тока .
Рис. 4.11. «Входная характеристика биполярного транзистора»
4.1 Расчёт ВК
Дано:
Uвых.макс = 10 (В)
Iн. макс = 1,2 (А), Iэ ? Iк,
вмин = Iк/Iб = 100 (для всех транзисторов). в - статический коэффициент передачи по току транзистора в схеме с общим эмиттером.
Определим минимальное сопротивление нагрузки:
Rн.макс = = = 8,333 (Ом)
Сопротивление R6 выбираем из условия обеспечения напряжения Uвых.макс = 10 (В) при Iн = Iн.макс. В этом режиме через транзистор VT1 течёт минимальный ток Iэ1.мин. Зададимся минимальным током Iэ1.мин = 2 (мА). Более маленькое значение брать нельзя, потому что транзистор теряет усилительные свойства. При этом в цепи VT3 течёт максимальный ток:
IБЗ.макс = = = 12 (мА) (Iкз ? Iэз = Iн.макс)
IR6 = Iэ1.мин + IБЗ.макс = 2 (мА) + 12 (мА) = 14 (мА)
В этом режиме из II закона Кирхгофа:
Uип = UR6 +UЭБ.З + UR8 +Uвых.макс
UЭБ.З = 0,8 (В), UR ? 0,2 (В)
UR6 = Uип - UR8 - UЭБ.З - Uвых.макс = 15 - 0,2 - 0,8 - 10 = 4 (В)
R6 = UR6/IR6 = = 285,714 (Ом)
Сопротивление в резисторах не более трёх значащих цифр, так как точность их изготовления - 5-10%. Округляем значение сопротивления от 285,714 (Ом) до 270 (Ом), номинала из ряда E24.
Аналогичным образом определим R7, R8 из условия обеспечения напряжения -UВЫХ.М = (- 10) В. IН = -IНМ = -1,2 (А). вмин.3 = вмин.4.
R7 ? R6= 270 (Ом)
IR8 ? Iн.макс=1,2 (А)
R9 = R8 ? UR8 / Iн.макс= 0,2 / 1,2 = 0,167 (Ом)
Заключение
В ходе выполнения данного курсового проекта были получены навыки расчёта и проектирования микроэлектронных устройств на базе системы «Multisim» и «NI ELVIS», оформление технической документации и использования справочной литературы. Так же входе курсового проекта были закреплены умения, полученные на ранее изучаемых дисциплинах.
Были рассчитаны значения параметров компонентов для трёх электронных схем, на основе которых был приведён анализ в системах «Multisim» и «NI ELVIS». Для расширения возможностей усилителя переменного тока, был реализован мощный входной каскад. Составлен чертёж схемы и список использования при её построении компонентов в программе «КОМПАС-3D v17.1 Учебная версия» (приложения «А», приложение «B»).
Список используемой литературы
Андреев В. С., Бутусов Д. Н., Михалков В. А., Соколов Ю. М. П76 Применение современных САПР в схемотехнике электронных устройств: учеб.-метод. пособие. СПб.: Изд-во СПбГЭТУ «ЛЭТИ», 2017. 64 с.
ПРИЛОЖЕНИЕ «а»
ПРИЛОЖЕНИЕ «b»