Материал: TJFljc78em

6

применения спутниковых навигационных систем значительно расширилась, появились новые классы пользователей, предъявляющие зачастую противоречивые требования к навигационным сигналам. Следствием назревшей необходимости в проведении модернизации, а также стремления удовлетворить потребности широкого круга потребителей стало появление новых радиоинтерфейсов, отличающихся улучшенными потенциальными характеристиками сигналов КА. По экономическим соображениям переход от старых сигналов к новым будет выполнен за несколько этапов. Для системы GPS соответствующий проект перешел в практическую фазу в 2005 г. после запуска первого КА ряда BlockIIR-M, излучающего новый гражданский сигнал в «нижнем» частотном диапазоне, а также новый сигнал военного назначения в обоих традиционных диапазонах L1 и L2. Следующим шагом в том же направлении явился запуск в 2010 г. спутника серии BlockIIF, номенклатура сигналов которого была далее расширена за счет добавления гражданского сигнала нового аэронавигационного диапазона L5. Хотя насущность аналогичных мероприятий в отношении ГНСС ГЛОНАСС сомнению не подвергалась, их старт пришлось задержать на несколько лет в связи с общим кризисом системы в начале века. Тем не менее, к настоящему моменту общая концепция совершенствования сигналов ГЛОНАСС на ближайшее десятилетие принята и одним из ее основных тезисов является преемственное замещение частотного разделения сигналов КА кодовым.

Наряду с этим в последние годы оживленно дискутируется возможность определенной конвергенции систем ГЛОНАСС и GPS, в рамках которой в дополнение к сигналам «своих» диапазонов (1592,9-1610 МГц) КА ГЛОНАСС будут излучать также и сигналы на частотах L1 и L5 GPS. Если на каждой из несущих излучается пара дальномерных кодов (например, информационный и пилотсигналы), общее их число становится равным четырем. Понятно, что с целью снижения нагрузки на КА было бы желательно использовать для излучения всех четырех кодов общий передающий тракт. При этом для оптимизации энергоэффективности передатчика групповой сигнал, объединяющий все передаваемые компоненты, должен быть свободен от амплитудной модуляции. При линейном уплотнении пары двоичных компонент это требование удовлетворяется без труда объединением их в квадратуре. С другой стороны, при линейном сложении четырех двоичных составляющих амплитудная модуляция суммарного сигнала неизбежна.

Имеется два возможных сценария решения названной проблемы. Первый из них связан с привлечением нелинейных методов уплотнения, состоящих в жестком ограничении амплитуды суммарного сигнала. Второй состоит в привлечении временного разделения. Оба способа сопряжены с определенными издержками, поэтому решение о предпочтении одного из них должно опираться на детальный анализ конкретной задачи.

Во второй главе рассмотрены нелинейные методы уплотнения, в общем случае неравновесного, сигналов смежных частотных диапазонов. Получены аналитические соотношения для расчета энергетических потерь. Решена задача оптимального приема компонентных сигналов после амплитудного ограничения. Проанализирована целесообразность применения AltBOC модуляции. Предложен технологически более эффективный способ формирования результирующего сигнала на передающей стороне при использовании AltBOC.

7

При квадратурном сложении двух бинарных сигналов суммарный сигнал имеет модуляцию ФМ-4 (QPSK), т.е. постоянную амплитуду. Линейное объединение, не обязательно равновесное, большего числа бинарных сигналов неизбежно приводит к амплитудной модуляции, крайне нежелательной с точки зрения энергосбережения в оконечном усилителе передатчика. В системе Galileo для устранения амплитудной модуляции в результирующем четырехкомпонентном сигнале E5 к сумме сигналов прибавляется специальная компенсирующая компонента, формируемая как взвешенная сумма произведений объединяемых бинарных компонент. Подобная операция полностью эквивалентна амплитудному ограничению комплексной огибающей суммы сигналов.

Пусть линейное объединение четырех бинарных последовательностей, текущие символы которых обозначены как a,b,c,d соответственно, в результирующую комплексную огибающую происходит по правилу

амплитудный множитель, учитывающий неравновесность уплотняемых компонент. Амплитудное ограничение комплексной огибающей (1) преобразует ее к форме

Модель (1), (2) охватывает, в частности, следующие практически интересные случаи:

1.Уплотнение сигналов без разнесения их на поднесущие, (t) const;

2.Уплотнение на двух симметричных гармонических поднесущих, удаленных от несущей на F Гц, (t) 2 Ft ;

3.Уплотнение на цифровых поднесущих.

Нелинейность операции нормировки в (2) ведет к образованию комбинационных составляющих в виде произведения кодовых последовательностей, отнимающих на себя часть полной мощности сигнала и создающих дополнительные помехи. Их наличие, помимо того, искажает спектр мощности сигнала по сравнению со спектром ФМ составляющих. Для оценки влияния этих эффектов необходимо вычислить корреляцию результирующего сигнала (2) с каждой из присутствующих в нем дальномерных последовательностей, а также со всевозможными их произведениями. Это можно сделать, используя общий подход к анализу комбинационных составляющих при нелинейном объединении фазоманипулированных последовательностей. Считая сигнальные последовательности случайными и независимыми, вес последовательности {a} в колебании (2) рассчитаем как корреляцию

Y (t)a ,

где верхняя горизонтальная черта соответствует статистическому усреднению по случайным символам всех объединяемых последовательностей.

Точно так же для приемника последовательности масштабированной множителем ,

например, последовательности {c} полезный эффект окажется равным

L 1 2 2 2 2

возрастает мощность комбинационного члена по отношению к мощности слабого сигнала,

достигая в пределе 3 дБ. Так, уже при 1.26 (2 дБ) мощность комбинационного члена становится соизмеримой с мощностью слабого сигнала.

При равновесном объединении компонент (значение параметра 1) выражения для

При мультиплексировании компонент с нулевой поднесущей соотношения (3) и (4) не зависят от t и есть готовые действительная и мнимая части искомой корреляции.

Как нетрудно проверить, абсолютное значение последней

9

4

не зависит от углового разноса квадратурных пар сигналов 2 . Поэтому разумно выбрать обращающим мнимую часть корреляции в нуль. На полуинтервале (0, / 4] таким значением оказывается /8, соответствующее симметричному сигнальному созвездию. Разумеется, задача полностью инвариантна к выбору последовательности, с которой считается корреляция группового сигнала (2), поэтому полученное значение сохранится и для остальных трех последовательностей. Это означает, что доля мощности сигнала (2), которая уйдет в бесполезные комбинационные продукты, составит

выравнивающего сигнала к линейной сумме уплотняемых компонент в сигнале E5 Galileo.

В случае мультиплексирования компонент на двух гармонических поднесущих закон изменения мгновенной фазы t примет вид: (t) 2 Ft , где F – расстояние каждой из

поднесущих от несущей. Соотношения (3), (4) теперь являются функциями времени. Для вычисления среднего значения полезного отклика на выходе коррелятора пользовательского приемника необходимо выполнить временное усреднение полученных ранее соотношений

(3), (4). Так как последние периодичны по (t) с периодом / 4 , интегрирование достаточно

осуществить на полуинтервале времени (0,T / 8], где T 1/ F .

энергетическая доля бесполезных комбинационных составляющих группового сигнала (2) возрастает на 4,3%.

В диапазоне E5 Galileo две квадратурные пары сигналов уплотнены на двух поднесущих с кусочно-постоянной аппроксимацией гармонических функций cos 2 Ft и sin 2 Ft . Естественно назвать такой способ уплотнением на цифровых поднесущих, хотя в документах Galileo он фигурирует как модуляция AltBOC. Считая число интервалов постоянства фазы на периоде поднесущей T 1/ F , равным восьми (как в Galileo), аппроксимируем линейно нарастающую фазу (t) 2 Ft . При этом на каждом из участков t /T (i / 8,(i 1) /8], i 0,1,...,7 , из-за постоянства фазы имеет место уплотнение четырех

10

Энергетическая доля бесполезных комбинационных компонент составит те же 14,64%, что и в случае уплотнения без поднесущих. Именно этот вариант и реализован в сигнале E5 Galileo.

Таким образом была проанализирована задача мультиплексирования сигналов смежных частотных диапазонов с произвольными весами. При этом один из сигналов взвешивался амплитудным множителем . Иными словами, синфазная и квадратурная составляющие одного сигнала полагались в 2 раз более мощными по сравнению с соответствующими компонентами другого. Различие мощностей объединяемых сигналов можно объяснить, например, различием в требованиях в части электромагнитной совместимости, выдвигаемых для каждого из диапазонов. На практике, однако, часто в одну из компонент сигнала нередко требуется вложить бóльшую долю мощности, чем в другую. При таком подходе компонента сигнала, свободная от информационной модуляции (пилот– компонента), наделяется большей мощностью по сравнению с компонентой, модулированной навигационным сообщением. Таким образом, идеи AltBOC обобщены и на случай мультиплексирования сигналов с произвольным соотношением интенсивностей синфазной и квадратурной составляющих.

Обозначенному выше сценарию отвечает следующая модель суммарного сигнала

( ) ( )exp[ ( )] ( )exp[ ( )],

S t a j b j t c j d j t

где все обозначения аналогичны введенным ранее.

Для оценки отношения мощностей комбинационного члена и полезного эффекта на выходе приемника слабого сигнала можно воспользоваться соотношением