Документ: TJFljc78em, страницы 11-15 | База учебных материалов

11

												1
				2				2				1
		2			2	1			1,		arctan		arctan ;
		2			2	1			1,		arctan		arctan ;
	out2
																(7)
				2	2	1 2			1					1		(7)
			3	2	2	1 2			1	,	0 arctan			1	,arctan		.
										,	0 arctan				,arctan		.
				2	2 1		2	3								2
					2 1			3								2
На рисунке 2, а, б соответственно приводятся графики зависимостей показателей
L , и	out2 (в децибелах) от								параметра				, соответствующие				верхним строкам

соотношений (6) и (7), или критерию минимума энергетических потерь. Аналогичные графики, соответствующие нижним строкам (6) и (7), или критерию максимума слабой компоненты, даны на рисунке 3, а, б.

	0.16										18
	0.14										16
											16
	0.12
	0.1									, dB	14
	0.1
L	0.08										12
	0.08									2 out	12
										2 out
	0.06										10
	0.06

	0.04
	0.02										8
	0.02
	0	2	3	4	5	6	7	8	9		6		2	4	6	8	10
	1	2	3	4	5	6	7	8	9		0		2	4	6	8	10
				а)										, dB
				а)										б)
	Рисунок 2 – Зависимость энергетических потерь и параметра out2														от параметра
	0.24											5
	0.22											4
	0.2										, dB	3
L											, dB
L	0.18										2 out	2
	0.18											2
	0.16											1
	1	2	3	4	5	6	7	8	9			0	2	4	6	8	10
	1	2	3	4	5	6	7	8	9			0	2	4	6	8	10
														, dB
				а)										, dB
				а)										б)

Рисунок 3 – Зависимость энергетических потерь и параметра out2 от параметра

Из соотношений (6), (7) следует, что требования минимизации энергетических потерь и максимизации мощности слабой полезной компоненты не могут быть выполнены

одновременно. Первое имеет	место	при	значениях	мгновенной фазы из	отрезка
arctan1/ ,arctan , второе –	при	из	области	0,arctan1/ arctan , / 2 .	Таким

образом, диапазон углов 0, / 2 разбивается на две неперекрывающиеся области.

Из соотношений (6), (7) можно видеть, что минимизация потерь достигается в обмен на глубокое подавление слабой полезной компоненты на выходе амплитудного ограничителя. Так, уже при 1,25 (т.е. меньше 2 дБ) равенство (7) дает для выходного отношения мощностей слабой и сильной компонент цифру, превышающую 9 дБ (см. рисунок 2, б). Тем

12

самым минимизация энергетических потерь при неравновесном объединении компонент лишена практического смысла, и руководствоваться следует критерием максимума мощности слабой компоненты.

При выборе закона изменения t учтем, что все полученные выше зависимости имеют период повторения по , равный / 2 или, эквивалентно, период по t , равный T / 4 .

При этом полуинтервал 0;T / 4 можно разбить на два полуинтервала	0;T /8		и T /8;T / 4
так, что для первого значение фазы t 0;arctan1/ , тогда	как	для	второго –
t arctan ; / 2 . Таким образом, закон изменения мгновенной фазы		t	на периоде
поднесущей запишется в виде

		k
	1			,

			2

t
		k
					,

	2		2

		1						T				T
1	0;arctan			,		t	2k		; 2k		1		,	k 0,1,2,3;
1	0;arctan			,		t	2k	8	; 2k		1		,	k 0,1,2,3;
								8				8
										T				T
1	arctan ;				,	t	2k 1				; 2k 2				,	k 0,1,2,3.
1	arctan ;				,	t	2k 1			8	; 2k 2				,	k 0,1,2,3.
			2							8				8


Были рассмотрены два типичных для практики случая, out2	,дБ 2	дБ и out2		,дБ 3 дБ.
При этом результаты решения (7) относительно равны 1.6	и 2.2		соответственно.
Значения мгновенной фазы при этом должны быть выбраны		из	полуинтервалов

00 ;320 ,

580 ;900 и

00 ;26.570 ,

63.430 ;900 . Положив 1 /8

случаях, для закона изменения мгновенной фазы t

получим

T

t

k

, t

k

; k 1

,

k 0,1,...,7

8

4

8

и 1 3 /8 в обоих

.

Нетрудно видеть, что последнее соотношение описывает закон изменения мгновенной фазы цифровой поднесущей AltBOC. Однако, в этом случае величина энергетических потерь равна 15,55 % при out2 ,дБ 2 дБ и 16,9 % при out2 ,дБ 3 дБ, что соответственно на 0,91 % и 2,36 % больше аналогичной цифры для AltBOC. Подобное возрастание потерь должно рассматриваться как плата за неравновесность компонент в объединяемых квадратурных парах.

Рассмотрены варианты объединения сигналов L1 GPS и L1 ГЛОНАСС, а также L5 GPS и L3 ГЛОНАСС с использованием модуляции AltBOC. Отметим, что по сравнению с L1 диапазон L5 оставляет значительно более широкое поле для маневра в выборе сигнального формата, поскольку жесткие лимиты на внеполосное излучение, связанные с нуждами радиоастрономии, здесь отсутствуют. Тем не менее, закрепленные международным союзом электросвязи (ITU) за системами GPS и ГЛОНАСС полосы частот накладывают серьезные ограничения на выбор параметров AltBOC модуляции.

Предложения по выбору параметров модуляции AltBOC при мультиплексировании сигналов несущих ГЛОНАСС и GPS сведены в таблицы 1, 2.

Таблица 1 – Предложения по совмещению сигналов несущих L1 диапазона

№ опции	1	2	3
AltBOC ns ,nc	12,4	12,6	12,8
fL1_ ГЛОНАСС,	1599.972	1599.972	1599.972
МГц
F , МГц	5.57	11.36	15.22
rej , дБ	25.85	25.53	28.96

13

Таблица 2 – Предложения по совмещению сигналов несущих L3 ГЛОНАСС и L5 GPS

	№ опции	1		2	3
	AltBOC ns ,nc	12,6		14,7	12,8
	fL3_ ГЛОНАСС,	1201.002		1205.094	1201.002
	МГц
	F , МГц	11.36		13.25	15.22
	При расчетах	несущие GPS	полагались фиксированными		и равными
fL1_ GPS 1575.42 МГц для диапазона			L1 и fL5 _ GPS 1176.45 МГц для диапазона L5.

Соответствующие несущие ГЛОНАСС рассчитывались согласно следующему соотношению:

f ГЛОНАСС f x _ GPS	2ns	,	x L1, L5

	c
где c – длительность элементарного чипа. В таблицах 1,				2 приняты	следующие
обозначения: F – ширина основных лепестков СПМ по уровню				−20 дБ, rej	– требуемая

глубина режекции внеполосных составляющих в спектре несущей L1 ГЛОНАСС в радиоастрономической полосе.

Модуляция AltBOC не позволяет эффективно (в смысле утилизации доступной полосы) решить задачу совмещения несущих L1 ГЛОНАСС и L1 GPS, L3 ГЛОНАСС и L5 GPS. Последнее обстоятельство вкупе с энергетическими потерями, сопутствующими нелинейному объединению сигналов, ставят под сомнение целесообразность применения модуляции AltBOC для мультиплексирования сигналов GPS и ГЛОНАСС.

В третьей главе обсуждаются перспективы применения спектрально-эффективных форматов модуляции для решения задачи мультиплексирования в едином стволе сигналов смежных частотных диапазонов.

Непрерывное ужесточение требований в части электромагнитной совместимости действующих ГНСС с системами, расположенными в смежных частотных диапазонах, является причиной повышенного интереса к спектрально-эффективным форматам модуляции. Показателен в этом плане опыт создания и эксплуатации радиоинтерфейса L1 (1592,9-1610 МГц) ГЛОНАСС, защита от просачивания сигналов которого в смежный радиоастрономический диапазон 1610,6-1613,8 МГц до сих пор остается серьезной проблемой.

Физическая природа высокой спектральной компактности сигнала с непрерывной фазой кроется в отсутствии у его комплексной огибающей мгновенных перепадов. Действительно, из основ гармонического анализа известно, что скорость спадания амплитудно-частотного

спектра пропорциональна1/ f p 1 , где p – порядок производной сигнала, при котором возникает первый разрыв. Простейшим примером МНФ является минимальная частотная модуляция или МЧМ, для которой p 1. Убывание СПМ МЧМ-сигнала с частотой

происходит в темпе 1/ f 4 (40 дБ на декаду) против 1/ f 2 (20 дБ на декаду) у сигнала традиционной ФМ. При этом не существует никаких принципиальных трудностей на пути перехода от ФМ к МЧМ. Суть последнего сведется к простой замене прямоугольных чипов полуволной косинуса. Все названные обстоятельства делают привлекательной идею применения минимальной частотной модуляции в новых интерфейсах ГНСС.

Показано, что при передаче потоков двоичных данных на квадратурах двух поднесущих постоянства амплитуды результирующего сигнала в сочетании с отсутствием энергетических потерь можно достичь лишь в рамках временного разделения посылок разных частот.

		14
Предложен спектрально-эффективный формат модуляции, закон изменения
мгновенной фазы которого имеет вид

t 1 i t i ai t i ,
i			i
где t − фазовый набег поднесущих относительно несущей, определяемый как
0,		t 0,
	2n t
	2n t
t			, 0 t ,
t			, 0 t ,
			t .
2n ,			t .

а t − фазовый отклик на модулирующий символ:


	0,		t 0,
	0,		t 0,
	t
	t
t			, 0 t ,
t	2		, 0 t ,
	2
		,	t .


2

Результаты вычисления отношения регламентных полос AltBOC и продвигаемого сигналов (или проигрыша в компактности спектра) сведены в таблицу 3. Напомним, что пунктом 1.153 Регламента ITU регламентная полоса определяется как диапазон частот, содержащий 99 % полной мощности сигнала.

Таблица 3 – Проигрыш в компактности спектра AltBOC сигнала

n ns / nc	1	2			3	4	5
Проигрыш в
компактности	19,74	22,68			25,80	27,10	29,16
спектра
			t	относительно манипулирующих символов ai
В связи с нелинейностью сигнала S			t	относительно манипулирующих символов ai

возникает нетривиальный вопрос об оптимальном разделении потоков, передаваемых на разных поднесущих. Говоря конкретнее, необходимо синтезировать опорные сигналы приемных корреляторов, решающих названную задачу. В третьей главе показано, как это

	t в базисе Уолша.
можно сделать с помощью аддитивного разложения сигнала S

Доказана невозможность раздельной передачи двоичных потоков данных на двух поднесущих в рамках предложенного формата модуляции (информационные символы отвечают одновременно обеим частотам и не могут быть выбраны произвольно для каждой из них).По этой причине комплексная огибающая сигнала была модифицирована к виду

(t 4i ) ,

S t b4i 1u1(t 4i ) b4i 1u2(t 4i ) j b4iv1

(t 4i ) b4i 2v2

i

t определяются соотношениями

где комплексные чипы u1 t , u2

t , v1 t и

v2

t

2n t

sin

exp j

, 0 t 2 ,

v1(t)

2

t [0,2 ],

0,

t

j

2n t

2 t 4 ,

sin

exp

,

v2

(t)

2

t [2 ,4 ],

0,

15

t

j

2n t

t 0,

cos

exp

,

2

t

2n t

u1(t) cos

exp j

, 0 t ,

2

0,

t [ , ].

t

2n t

cos

exp j

,

t 2 ,

2

t

2n t

u2

(t) cos

exp j

,

2 t 3 ,

2

0,

t [ ,3 ].

В результате произведенной модификации верхняя и нижняя поднесущие в квадратурной компоненте Q t полностью разделяются по времени, что позволит передавать на каждой из них независимые двоичные потоки. Символы же синфазной компоненты I t будут, как и прежде, передаваться на обеих поднесущих.

Втаблицах 4, 5 сведены предложения по совмещению сигналов несущих L1 ГЛОНАСС

иL1 GPS, L3 ГЛОНАСС и L5 GPS с привлечением предложенного формата модуляции.

Таблица 4 – Предложения по совмещению сигналов несущих L1 диапазона

№ опции	1	2	3	4	5
C / A /	2	4	6	7	12
n	5	3	2	2	1
fГЛОНАСС ,	1595.88	1599.972	1599.972	1604.064	1599.972
МГц
W , МГц	3	6	10	10	18
att , дБ	3.2	11.9	14.5	21.8	19.4

Монотонный характер убывания боковых лепестков СПМ сигнала после модификации и высокая степень концентрации спектральных составляющих около поднесущих делают возможным применение полосового фильтра (либо ФНЧ для сигнала на видеочастоте) на этапе формирования суммарного сигнала с целью подавления внеполосных составляющих в радиоастрономическом диапазоне. Такой подход позволит удовлетворить требованиям МСЭ (ITU) в части удержания ППМ ниже установленного порога еще на этапе проектирования цифровой части передатчика. При использовании продвигаемого формата заметно смягчаются требования к режекторным фильтрам в части подавления внеполосных составляющих спектра несущей L1 ГЛОНАСС в радиоастрономической полосе.

Таблица 5 – Предложения по совмещению сигналов несущих L3 ГЛОНАСС и L5 GPS

№ опции	1	2	3
C / A /	7	12	13
n	2	1	1
fГЛОНАСС , МГц	1205.094	1201.002	1203.048
W , МГц	11	19	20

Материал: TJFljc78em

Смотрите также: