Материал: s_electro

Внимание! Если размещение файла нарушает Ваши авторские права, то обязательно сообщите нам

мостью реализуются или встречно-параллельным включением двух GTO-ти- ристоров, или одной из возможных транзисторно-диодных комбинаций, показанных на рис. 3.4.3. Использование диодов обусловлено необходимостью предотвращения смены полярности транзисторных напряжений на недопустимые для них.

Диаграммы напряжений, токов и управляющих сигналов для ключей циклоконвертора по схеме рис. 4.2.1 построены на рис. 4.2.2. На первой диаграмме приведена трехфазная система входных напряжений, на второй – кривая выходного напряжения фазы А преобразователя, отсчитанного относительно нулевой точки питающей сети. На следующих двух диаграммах показаны условные сигналы управления для ключей К1, К3, К5 фазы А преобразо-

вателя, определяющие длительность их проводящего состояния на первом интервале Т1 такта Тт. На последней диаграмме приведены импульсы управления для соответствующих троек ключей К1, К7, К13; К3, К9, К15; К5, К11, К17, с помощью которых обеспечивается формирование нулевой паузы в кривой выходного напряжения.

РИС. 4.2.1

ТТ

РИС. 4.2.2

НПЧ

СБ

ЯПЭ

Рис.

4.2.3

Для регулирования величины первой гармоники выходного напряжения преобразователя вводят широтно-импульсное управление. При однополярной модуляции нулевая пауза в кривой выходного напряжения образуется, как и в инверторе напряжения с ШИР, на втором подынтервале Т2 такта Тт путем подключения всех фаз нагрузки к одной фазе питающей сети, что отразится на кривой входного тока преобразователя, также имеющей нулевые паузы. Это обстоятельство, в свою очередь, требует включения на входе преобразователя или LC-фильтра, обеспечивающего возможность скачков входного тока, аналогичного входному фильтру выпрямителя с опережающим фазовым регулированием (см. раздел 3.11.1 части 1 [1]), или устройства сброса энергии из индуктивностей питающей сети Lс при обрыве тока в них для исключения перенапряжений. Это устройство сброса состоит из трехфазного диодного мостового выпрямителя, буферного (накопительного) конденсатора СБ, ячейки поглощения энергии ЯПЭ (рис. 4.2.3). Ячейка поглощения энергии представляет собой в простейшем случае (маломощный преобразователь) активное сопротивление, а в случае мощного преобразователя – зависимый инвертор, подключенный к той же питающей сети и возвращающий энергию сброса из кон-

136

денсатора СБ снова в сеть. Поскольку зависимый инвертор в ЯПЭ будет работать с углом регулирования βmin, потребуется наличие повышающего трансформатора на выходе этого инвертора для согласования уровня напряжения на конденсаторе СБ с напряжением питающей сети (см. входную характеристику зависимого инвертора в разделе 3.4.1 части 1 [1]). Мощность этого трансформатора в процентах от входной мощности непосредственного преобразователя частоты определяется напряжением короткого замыкания (в процентах) питающей сети.

При двухполярной модуляции для регулирования величины первой гармоники выходного напряжения непосредственного преобразователя частоты на втором интервале каждого такта вместо нулевой паузы используется подключение фазы нагрузки (выхода преобразователя) к другой фазе питающей сети. В шестипульсном преобразователе это будет фаза питающей сети с напряжением противоположной полярности, в трехпульсном как на рис. 4.2.1, это может быть предыдущая или последующая фаза питающей сети, как показано для последнего случая на рис. 4.2.4. При этом входной ток преобразователя частоты не прерывается нулевыми паузами и поэтому ослабевает необходимость введения входного фильтра или устройства сброса энергии из индуктивностей сети. Правда, качество выходного напряжения преобразователя тогда будет хуже, чем при однополярной модуляции.

Рис. 4.2.4

Математическая модель непосредственного преобразователя частоты будет такой же, как у предыдущего преобразователя частоты, только здесь изменится вид коммутационных функций вентилей, входящих в коммутационные матрицы (4.1.7) и (4.1.12). Так как при циклическом управлении частота первой гармоники коммутационной функции вентилей отличается от частоты напряжения питающей сети в большую или меньшую сторону, то, очевидно, частота первой гармоники выходного напряжения преобразователя будет определяться разницей этих частот, т.е.

fвых =

−

fупр − fвх

(4.2.1)

Твых

Тт

Твх

где p = qm2 – пульсность схемы непосредственного преобразователя часто-

ты, определяемая пульсностью схем выпрямителей, из которых образован преобразователь; Твх – период входного напряжения.

137

Очевидно, что максимально достижимая частота выходного напряжения преобразователя с циклическим управлением ограничивается только предельно допустимой частотой коммутации используемых ключей.

4.2.2. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ

Регулировочная характеристика. Под регулировочной характеристикой непосредственного преобразователя частоты с циклическим управлением будем понимать зависимость действующего значения первой гармоники выходного напряжения преобразователя от относительной длительности первого

подынтервала Т1 такта коммутации Тт, обозначенной как Т1* . Оценим эти за-

висимости для однополярной и двухполярной модуляции, рассмотрев процедуры формирования первой гармоники выходного напряжения преобразователя из средних значений на интервалах тактов в кривой мгновенных значений выходного напряжения преобразователя. На рис. 4.2.5,а,б показаны кривые мгновенных значений выходного напряжения преобразователя в области максимума его первой гармоники для однополярной модуляции в трехпульсном преобразователе и для двухполярной модуляции в шестипульсном преобразователе соответственно.

Uвых

вых

(1)

Uвых(1)

Т1

ТТ

Т1

ТТ

РИС. 4.2.5

Среднее значение напряжения на такте при однополярной модуляции

Uср.о =	2		Т1 / 2	2Uc cos ω1tdt =	2 2U	ωТ
Uср.о =	Т	т	∫	2Uc cos ω1tdt =	Т ω c sin	2	1	(4.2.2)
		т	0		т 1

и для двухполярной модуляции

138

Т1 / 2

Тт / 2

Uср.д =

∫

2Uc cos ω1tdt − ∫

2Uc cos ω1tdt

Т1 / 2

(4.2.3)

= 2

2Uc 2 sin ω T1

−sin

Tт .

тω1

При частоте выходного напряжения преобразователя, стремящейся к нулю, Тт стремится к Т1/3 в трехпульсном преобразователе и к Т1/6 в шестипульсном. Тогда для этого случая относительная величина действующего значения первой гармоники выходного напряжения преобразователя в соответствии с (4.2.2) будет равна для однополярной модуляции

			Ucр.о		sin	ω1T1		sin	πT *
					sin	2		sin	πT *
U *	=			=		2	=		3	1	(4.2.4)
U *	=			=		ω1Tт	=				(4.2.4)
вых(1).о		Uср.о.max			sin	ω1Tт		sin		π
					sin	2		sin		3

и для двухполярной модуляции

			Ucр.д		sin	πT *
U *	=		Ucр.д	= 2		3	1	−1.	(4.2.5)
U *	=	Uср.д.max		= 2				−1.	(4.2.5)
вых(1).д		Uср.д.max			sin		π
					sin		3

В отличие от линейных регулировочных характеристик непосредственного преобразователя частоты на вентилях с неполным управлением и фазовым способом регулирования здесь регулировочные характеристики нелинейны

(рис. 4.2.6).

U*вых(1)

однополярная

двухполярная

T*1

0	0,43	1
		Рис. 4.2.6

139

Источник: https://studfile.net/preview/13523282/

Смотрите также:





Изложение содержания дела, по которому приняты судебные постановления
_1-тема-СтрМетал
_1966(~1
_files_materials_5053_prog.ntr
_Антонян Ю.М., Сексуальные преступления. Чикатило и другие
_РГР № 1 (2)