Материал: s_electro

где ωт = 2π – круговая частота коммутации ШИП.

Tт

РИС. 1.1.7

Из рис. 1.1.7 видно, что ток нагрузки будет появляться в прерывистом режиме сразу при снижении противоЭДС ниже значения амплитуды импульса напряжения на нагрузке Uвх, т.е. точки холостого хода внешних характеристик

для любых tи* в режиме прерывистого тока равны Uвх. Промежуточные точки

внешних характеристик в области прерывистого тока могут быть построены по той же методике, что и у выпрямителя, работающего на противоЭДС (см. раздел 3.2 части 1). Результирующие внешние характеристики ШИП с однополярной модуляцией и конечным значением индуктивности в цепи нагрузки показаны на рис. 1.1.8,а, а с двухполярной, смещением по вертикали на

U2вх легко сводимой при анализе к однополярной – на рис.1.1.8,б.

а

б

Рис. 1.1.8

17

где Iш.ср = Iнtи* – среднее значение входного тока ШИП; Kг.ш, Kг(.2ш) – интегральные коэффициенты гармоник входного тока ШИП, которые, как уже отмечалось, равны соответствующим интегральным коэффициентам гармоник выходного напряжения ШИП (до фильтра).

В этом случае в параметры модели R и L входят как собственные параметры источника входного напряжения, так и параметры реактора входного фильтра.

Влияние конечности времен переключения вентилей. Скачкообразное изменение напряжений и токов вентилей при их коммутации, изображаемое в идеализированных моделях ШИП, в действительности имеет конечные скорости изменения из-за известных динамических процессов внутри вентилей при их открывании и закрывании. Энергия потерь, выделяемая при каждой коммутации в вентиле, определяется следующим интегралом от мгновенных значений напряжений uв и тока iв вентиля

∆W = ∫uвiвdt .

0

Умножая эти потери на число коммутаций, можно рассчитать дополнительные к статическим (см. (3.10.6) части 1) коммутационные потери в вентилях, которые становятся доминирующими при высоких частотах коммутации.

Для уменьшения коммутационных потерь применяют различные приемы, позволяющие разнести во времени высокие значения напряжения на венти-

ле uв с высоким значением тока вентиля iв (снабберы, LC резонансные цепи коммутации – см. ниже).

1.1.3. ДОСТОИНСТВА И НЕДОСТАТКИ ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ

Основное достоинство ШИП связано с отсутствием каких-либо реактивных элементов (реакторов, конденсаторов) внутри преобразователя, что позволяет выполнять его в едином технологическом процессе в виде твердотельного модуля. Это обусловливает низкие значения удельных массогабаритных показателей (кГ/кВА, дм3/кВА) преобразователя. Правда, пока модульное изготовление преобразователей нашло ограниченное применение изза сравнительно большого (до двух раз) удорожания модулей по сравнению со случаем выполнения преобразователей из дискретных вентильных элементов. Диапазон мощностей ШИП простирается от десятков ватт до десятков киловатт и более при необходимости.

Недостатки ШИП связаны с импульсным характером токов и напряжений вентилей преобразователя, что обусловливает:

–высокие требования к динамическим параметрам вентилей;

–доминирование фактора динамических потерь в вентилях при определении частоты коммутации;

19

–высокие уровни высокочастотных электромагнитных помех, генерируемых большими скоростями изменения токов и напряжений вентилей;

–широкополосный спектр преобразованных напряжений и токов на выходе ШИП.

1.2.ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С УПРАВЛЯЕМЫМ ОБМЕНОМ ЭНЕРГИИ МЕЖДУ РЕАКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ СХЕМЫ

1.2.1. ПОВЫШАЮЩИЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ

Все ШИП имеют коэффициент преобразования по напряжению, регулируемый в диапазоне 0…1. В то же время для стабилизации среднего значения выходного напряжения ШИП на уровне или выше номинального среднего значения входного напряжения необходим преобразователь с коэффициентом преобразования по напряжению более единицы. Преобразователь напряжения с такими свойствами можно получить, если обеспечить раздельные во времени процесс накопления энергии в реактивном элементе входной цепи (например, индуктивности) и процесс передачи этой энергии в реактивный элемент выходной цепи (например, емкость). Управление коэффициентом передачи достигается путем изменения соотношения между длительностью этих двух процессов, а частота их повторения будет определять (обратно пропорционально) величины указанных реактивных элементов.

Схема повышающего преобразователя на базе такой концепции показана на рис. 1.2.1,а, а диаграммы токов и напряжений элементов схемы при конечной величине индуктивности нагрузки и емкости фильтрового конденсатора – на рис. 1.2.1,б.

При включенном транзисторе Т1 на интервале времени t1 в накопительном дросселе L нарастает ток и запасается энергия, отбираемая от источника входного напряжения Uвх. Нагрузка R при этом получает энергию от накопительного конденсатора С, имеющего определенный заряд. При включенном транзисторе Т1 на интервале времени t2 ток дросселя L через диод D протекает на выход преобразователя в нагрузку R и в конденсатор С, подзаряжая его и этим восполняя потерю энергии на интервале t1.

Идеальные элементы преобразователя. Начиная анализ новых преоб-

разователей, как и прежде, с их идеализации, будем считать, что все вентили – идеальные ключи, пульсации выходного напряжения преобразователя и его входного тока пренебрежимо малы по сравнению со средними значениями (постоянными составляющими) этих переменных. Для этого необходимо выбрать соответствующие значения элементов L и C при определенной частоте коммутации fт.

Рассматривая фрагмент схемы преобразователя из транзистора Т и диода D как вентильный комплект из ключей с коммутационными функциями ψ1 и ψ2, причем ψ1 + ψ2 = 1 (см. рис. 1.2.2), получаем дифференциальные уравнения преобразователя с учетом уравнений вентильного комплекта:

20