Документ: конспект-лекций, страницы 221-225

221

.

Після зважування w S здійснюється складання N зважених реалізацій на загальному сумато-

рі. Розмірність ВВК визначається розмірністю ААР. Ця розмірність може бути від 2 і до досить великого числа: десятків і сотень. На практиці розмірність ААР зазвичай не перевищує декількох одиниць, рідко — десятків. Важливо відзначити, що кількістю антенних елементів визначається можлива кількість придушених завад. Ця кількість може бути не більш ніж (N 1) -завада. Ан-

тенні елементи можуть бути рознесені в просторі на відстані

d. 2

Якщо ж ААР реалізується з

використанням двохортогонально поляризованих антенних елементів, то вони розміщуються в од-

ному електричному центрі і ААР здатна в цьому разі придушити лише одну заваду.

Пристрій управління ВВК, де ця адаптивна процедура реалізується, є оптимальним алгорит-

мом оцінки цього ВВК. Історично першим, досить простим є алгоритм Уідроу:

де

	.
	ˆ	ˆ
		ˆ
		.
	d w(t)
	d w(t)	y(t)d w(t) yå(t)	y(t),	(26)
	dt	y(t)d w(t) yå(t)	y(t),	(26)
	dt


ye (t)	— деякий еталонний сигнал, бажаний для прийому, ідентичний за структурою з корис-

	.
	ˆ

ним сигналом; 1 — коефіцієнт збіжності цієї градієнтної процедури;	w(t)	— оцінка ВВК, оп-
тимальна за критерієм мінімуму середнього квадрата різниці прийнятого сигналу S			(K )	(t) від ета-
				(t) від ета-

лона

ye (t) .

Алгоритм (6.31) на практиці реалізується в дискретному вигляді:

	ˆ	ˆ	ˆ
	.	.	.

	w(k 1) w(k) (k 1)		y(k) w(k) ye (k)	y(k),	(27)
	w(k 1) w(k) (k 1)		y(k) w(k) ye (k)	y(k),	(27)



де та	ye — ті самі, що і в (26).

Дослідження свідчать, що рівень придушення завад може досягати 20…30 дБ і більше. Цього часто цілком достатньо для забезпечення стійкого зв’язку в радіолінії, спрямованої до точки дос-

тупу, базової станції або радіорелейної лінії.

Іншим адаптивним алгоритмом призначення для придушення завад, також запропонованим Уідроу, є адаптивний компенсатор завад (АКЗ). Для його реалізації необхідно створити опорний

канал прийому, вільний від корисного інформаційного сигналу, коли S (K ) (t) 0:
y	(t) S (Ê ) (t) S (ø ) (t).	(28)
î ï

222

При відомому напрямі або поляризації корисного сигналу такий канал легко одержати за до-

помогою ортогоналізації приймального базису антени по відношенню до корисного сигналу. Ал-

горитм АКЗ подано на рис. 28.

А OCH

y

S

К

S

ш

S

З

.

К

З

S

ш

y S

S

вихід

y

w t

on

w t

m

1

2

А оп

y

З

S

ш

S

оп

Рис. 6.29. Структура алгоритму управління ВВК в адаптивному компенсаторі завад

Аналітичний запис алгоритму оцінки ВВК АКЗ дещо відмінний від (26):

.
d w(t)		(t)	.
d w(t)	y(t) y		w(t)	y		(t).

dt		î ï			î ï
		î ï			î ï

(29)

Його функціонування можна описати таким чином. Різниця в квадратних дужках реалізуєть-

ся на виході суматора . Ця різниця помножується на yî ï (t) і,

помножена на

,

вона є похід-

.

ною від ВВК. Інтеграл від цієї похідної дає бажаний ВВК

w(t),

який використовується в пере-

множувачі m1. Можлива й інша інтерпретація алгоритму: в суматорі

відбувається віднімання

S

(компенсація) зваженої завади ( y

w(t)). Залишок від цього віднімання

(Ç)

перемножується в

î ï

m2 на yî ï і результат інтегрується. У результаті отримуємо:

y

î ï

dt

S (Ê ) y

î ï

dt

S (Ç) y

î ï

dt

S (ø ) y

î ï

dt .

(30)

Через некорельованість підінтегральної функції перший і третій інтеграли в правій половині

	S
рівняння в середньому дорівнюють нулю. Другий же інтеграл є значущим, оскільки	(Ç)	і	yî ï

— містить загальні компоненти. Результат другого інтегралу і є управляючим сигналом, що впли-

ває на формування ВВК. Цей вплив дії управляючого сигналу буде до тих пір, поки не буде міні-

мізовано S(Ç) , тобто поки не скомпенсується завада в основному каналі прийому, коли

S(Ç) 0.

223

Слід зазначити, що на основі алгоритмів Уідроу розроблені і більш ефективні, швидкодійні алгоритми, синтезовані на основі марківської теорії фільтрації, розгляд яких виходить за рамки підручника.

6. Боротьба з багатопроменевістю в радіолініях доступу

У радіолініях доступу стільникового, транкінгового, пейджингового зв’язку, в технологіях

Wi-Fi, Wi-Max за рахунок пересування об’єктів зв’язку, рухів навколишніх предметів, людей ви-

никають швидкі завмирання сигналів, викликані багатопроменевістю, повторним відбиттям від рухомих предметів. Для мінімізації впливів багатопроменевості використовують низку заходів

(кодування з перестановкою, плаваючий поріг прийому тощо). Незважаючи на це, все ж виника-

ють втрати сигналу і короткочасні або тривалі втрати зв’язку. Періоди цих втрат складають від ча-

сток секунд до декількох секунд. Досвід свідчить, що статистична структура таких завмираючих сигналів різна в різних точках простору, а їх поляризація — випадково змінюється. Цей факт може бути використаний для підвищення надійності зв’язку. Він дає змогу рекомендувати методи роз-

несеного прийому по простору і (або) по поляризації.

З теорії зв’язку відомо, що рознесений прийом тим ефективніший, чим більш незалежними будуть сигнали в рознесених каналах. Приклад завмираючих сигналів подано на рис. 30.

S1(t)

Канал 1

t

S2(t)

Канал 2

t

S		(t)=S1+S2

Канал

t

Рис. 30. Фрагменти амплітуд прийнятих сигналів

урознесених каналах

Зрисунка видно, якщо в окремих каналах 1 і 2 є глибокі, майже до рівня нуля завмирання амплітуди сигналу, зате в сумарному каналі ці завмирання вже помітні значно менше. Із збільшен-

ням числа незалежних гілок рознесення вдається не тільки мінімізувати вплив завмирань, але й підняти рівень регулярної складової прийнятого сигналу. Відомі приймальні пристрої тропосфер-

224

ного зв’язку, і де реалізовано 16-кратне рознесення за різними фізичними параметрами, де в кож-

ному з каналів регулярна складова відсутня, а флуктуаційна перебуває на рівні власних шумів. Пі-

сля синфазного складання й оптимального зважування (21) вдається одержати результуючий сиг-

нал S (t), який містить регулярну складову з рівнем 20 дБ і більше, що дозволяє вести стійкий прийом.

Таким чином, виникає три важливих завдання. Перше завдання: отримання декількох (двох або більше) незалежних реалізацій прийнятого сигналу. Для цього можуть бути використані два сигнали, які прийняті ортогонально поляризованими антенами, два або більше сигналів, прийня-

тих у різних точках простору, що рознесені на відстані d (10...100) , сигнали рознесені за ча-

стотою на інтервал f 1...1,5 МГц. Метод рознесення за кутом надходження сигналу лише зга-

дується в літературі, він ніде реалізований не був. Рознесення за часом використовується, проте в діалогових технологіях воно також не ефективне через надмірні затримки. На рис. 6.31 подано рі-

зні варіанти просторового рознесення на передачі, на прийомі, на прийомі і передачі одночасно.

	Аn1
	Аn2	Аm1
		Аm1
РПП		РПрП
		РПрП
	Аnn

а

		Аm1
	Аn1	Аm2
	Аn1
РПП		РПрП
РПП
		Аmn

б

Аn1	Аm1
Аn2	Аm2
РПП	РПрП
Аnn	Аmn

а —

в

Рис. 31. Можливі схеми множинного прийому сигналів:

при n -антенах на передачі; б — при m -антенах на прийомі;

в — при n -антенах на передачі і m — на прийомі

Друге завдання: складання рознесення сигналів. Вона може бути вирішена або з урахуванням

(при синфазному складанні), або без урахування фази несучої частоти (так зване додетекторне і післядетекторне складання). Синфазне складання більш ефективне. Так, при складанні 2-х сигна-

лів з напругою U1 і U2 , що різняться за фазою на кут , одержуємо сумарну потужність:

225

			P

	Очевидно,	при	синфазному
P P P 2P 4P . Якщо фазу не
	1 2	1	0
P	2P.

(U U		)2 U 2	U
1	2	1

складанні, коли враховувати, то третій

2	2U1U2 cos .	(31)
2	2U1U2 cos .	(31)
2
	cos 0,	одержуємо

доданок необхідно відкинути і

Незважаючи на втрату потужності вдвічі післядетекторне складання (без урахування фази)

використовують там, де необхідно максимально спростити схемні рішення. Синфазне ж складання

(додетекторне) вимагає додаткових схемотехнічних рішень зі синхронізації високочастотних скла-

дових сигналів.

Третє завдання: визначення вагових коефіцієнтів складових сигналів, оскільки від цього зна-

чною мірою залежить відношення сигнал/шум результуючого сигналу S . Так, можна скласти всі сигнали з однією і тією ж вагою, наприклад wi 1 для всіх гілок рознесення (так зване лінійне складання). У цьому випадку ті гілки, де сигнал малий, дадуть внесок лише в зростання рівня шуму. Інше рішення: можна кожний момент часу вибирати лише одну гілку, де корисний сигнал максимальний (так званий автовибір), але при цьому будуть відкинуті гілки, де сигнали дещо ме-

нші, і вони могли б дати позитивний внесок у загальний підсумок.

Можна показати, що найкращим, оптимальним буде складання з вагою wi , пропорційною рівню корисного сигналу в кожному i -каналі (так зване квадратичне складання). У цьому випадку

(21) має вигляд

N	.			N	.		N
		i				i	i	i
	i		(n)		i
	w				w S (t)		S (Ê ) (t)S (t),
i 1				i 1			i 1

.	(Ê )
		(t).
де wi Si

(32)

Відома безліч методів розв’язання зазначених 3-х завдань. Наведемо одне, найпопулярніше,

де розв’язання 2-ї і 3-ї задач об’єднується в одну загальну задачу. На рис. 32 подано загальну схе-

му цього розв’язання.

S1
ПP1
	S1	S1 S1
S1		m1
S1
S					Вихід
S
Вхід					i
					i
				S	= Si Si
					i=1
S2					i=1
S2	S	S	S
	2	2	2
		m2
ПP2
S2

Материал: конспект-лекций

Смотрите также: