Московский технологический университет (МИРЭА)
Атактовая оцифровка сверхкоротких импульсов в гибридных системах радиофотонного сканирования
И. Ф. Будагян
Аннотация
В работе рассмотрены принципы высокоскоростной атактовой оцифровки импульсов субнаносекундного диапазона в границах лазерной инфракрасной и радиочастотной областях. Показано, что технология строб-фрейм-дискретизации позволяет с высоким быстродействием, пространственным и временным разрешением восстанавливать форму энергетического профиля импульса во временной области. Особенности формоизменения энергетического профиля импульса позволяют получить информацию о радиофизических, теплофизических и спектрохимических свойствах облучаемых объектов или сред по косвенно полученным импульсным или спектральным характеристикам, не прибегая к сложным частотным преобразованиям сверхширокополосного сигнала во входном тракте приемного радиооптического устройства.
Ключевые слова: Высокоскоростная атактовая оцифровка, строб-фрейм-дискретизатор, радиофотнонное сканирование, сверхкороткий импульс.
радиофотонный сканирование оцифровка дискретизация
Abstract
The principles of a high-speed aclock digitization of the pulses subnanosecond range within the boundaries of infrared laser and radiofrequency range are considered. It is shown that the strobe-frame-sampling technology allows high-speed, spatial and temporal resolution to restore the shape of the energy profile of the pulse in the time domain. Features of forming energy pulse profile provide information about the radiophysical, thermophysical and spectrochemical properties of irradiated objects or environments by indirectly received pulse or the spectral characteristics,without resorting to a complex frequency conversion UWB signal in the input path of the receiving radio-optical device are allowed.
Key words: high-speed aclock digitization, strobe-frame-sampling, radiophotonic sensing, ultrashort pulses.
Введение
Применение гибридных радиофотонных устройств локационного сканирования в границах инфракрасного (ИК) и радиочастотного диапазонов позволило существенно расширить возможности мобильных, стационарных, бортовых и спутниковых систем дистанционного лазерного и радиоволнового зондирования. Комбинационный режим работы гибридных локаторов в перекрестном диапазоне длин волн позволяет получать информацию об облучаемых объектах или средах с различной диссипативной и частотно-избирательной природой в двух качественных спектральных представлениях. Главным преимуществом применения импульсных радиофотонных локаторов является их универсальность и возможность за счет использования импульсов субнаносекундного диапазона исследования ряда свойств облучаемых сред и объектов: радиофизических, теплофизических и спектрохимических (по спектру отраженного или прошедшего ИК-излучения) [1,2].
Поэтому ключевой задачей на пути применения сверхкоротких импульсов (СКИ) в радиофотонных локаторах является поиск принципиально новых методов и технологий их эффективной обработки.
Как известно, процедура аналоговой обработки СКИ-сигналов в радиочастотной области достаточно затруднительна из-за итерации частотной полосы принимаемого импульса на интервалы, гетеродирования подынтервальных спектров и их обратной конкатенации. В то же время оптоэлектронная система предполагает обработку оптических СКИ-сигналов исключительно в спектральной области и требует высокоточной аппаратной оптики особой чистоты, прецизионной юстировки. Она может вносить спектральные искажения из-за дисперсии и нелинейных свойств оптических элементов, явно проявляющихся в условиях субнаносекундного лазерного излучения. Кроме того, одновременное использование двух аппаратных решений для обработки ИК и радиочастотных сигналов усложняет конструкцию и стоимость приемного устройства. Однако лазерный ИК-импульс легко преобразовать в радиочастотный сигнал, если принимать его быстродействующим чувствительным фотоэлектрическим приемником. Таким образом, в обоих случаях импульсной локации, основная задача приема и восстановления СКИ-сигнала сводится к обработке сигнала радиочастотного диапазона.
Безусловно, прямая оцифровка СКИ существенно бы упростила обработку субнаносекундных сигналов, но это требует разработки новых радиотехнических решений, а также применения быстродействующей цифровой элементной базы, производство которой достигается с применением как максимум 90 нм разрешаемой эпитаксиальной КМОП-технологии. Однако классическая схема параллельного аналого-цифрового преобразователя (АЦП), построенная даже на такой элементной базе при обработке субнаносекундных импульсов имеет сравнительно малое ограничение по частоте дискретизации и быстродействию, а увеличение числа уровней квантования ведет к показательному увеличению числа компараторов в схеме, что усложнят и удорожает стоимость устройства. Применение же метода стробоскопического осциллографирования на основе технологии масштабно-временной трансформации эффективно при восстановлении стационарных сигналов [3]. Важно отметить, что перечисленные методы требуют высокочастотного тактирования, а, следовательно, - повышенного энергопотребления; прецизионной стабилизации частоты, фазы, а также компенсации джиттера тактовых импульсов; предъявляют строгие требования к предельно возможному уменьшению длительности строб-импульсов.
Технология строб-фрейм-дискретизации (СФД) компенсирует перечисленные недостатки классического аналого-цифрового приема и технологии масштабно-временной трансформации и не требует высокочастотного тактирования для получения временного разрешения. Электрическая схема на базе технологии СФД не нуждается в весомых затратах на энергопотребление, характеризуется высоким быстродействием и позволяет получить пикосекундное разрешение сигнала во времени. Это соответствует реализуемой на практике частоте выборки от 40 до 100 Гвыб/с. В то же время современные сверхскоростные АЦП параллельного преобразования способны обеспечивать до 3 Гвыб/с, а стробоскопические осциллографы - до 40…80 Гвыб/с при полосе пропускания существенно ниже предельной частоты дискретизации и сложном схемотехническом исполнении [4].
1. Строб-фрейм-дискретизация - технология атактовой оцифровки
Атактовая оцифровка, положенная в основу технологии СФД, предполагает селективное тактирование цифровых элементов схемы устройства. Понятие «атактовая оцифровка» («aclock digitizing») впервые упомянута в работе [5] и предполагает, что частота дискретизации принимаемых радиоимпульсов не зависит от частоты стробирования, задаваемой генератором тактовых импульсов. Атактовая оцифровка СКИ осуществляется за серию стробоскопических циклов (радиоприемов) с частотой на порядки ниже частоты селективного тактирования (частоты дискретизации), так как собственно частота дискретизации СКИ формируется периодом линейной цепочки аналоговых пикосекундных линий задержки (ЛЗ), а серия атактовых импульсов в узлах ЛЗ формируется из одного строб-импульса. Таким образом, принимаемый СКИ может быть восстановлен за цикл из серии радиоприемов, что существенно упрощает стабилизацию частоты строб-импульсов в мега- или килогерцовой области.
Принцип действия технологии атактовой оцифровки иллюстрирует структурная схема фрейм-дискретизатора, частично реализованная на базе ПЛИС (FPGA) (рис.1) [6]. Устройство работает в режиме времякогерентного захвата, т.е. строб-импульс, запускающий цикл дискретизации открывается в момент прихода отраженного СКИ при условии его обнаружения или при помощи предварительной настройки момента приема перестраиваемой глобальной ЛЗ исходя из координаты облучаемого объекта, обеспечивая пространственно-временную селекцию и требуемую глубину сканирования.
Принятый сверхширокополосной антенной СКИ или преобразованный фотоэлектрическим устройством лазерный импульс с радиоприемного тракта поступает в цепь двухпорогового энергетического, либо корреляционного обнаружителя corD, как показано на рис.1, и далее на высокоскоростной компаратор DA1, реализованный на базе быстродействующей КМОП-технологии.
Предполагается, что пороговое значение компаратора может задаваться генератором пилообразного сигнала, либо цифровой настройкой с возможностью формирования пороговых уровней. При каждом текущем пороговом состоянии на выходе компаратора формируется последовательный непрерывный набор из единиц и нулей динамического вектора вида [11001011001…] по принципу однобитной оцифровки. При этом каждый элемент вектора в определенный момент времени с некоторым удержанием одновременно поступает на массив параллельных счетчиков, на входе которых установлены быстродействующие D-триггеры, определяющие разрешение или запрет счета. Причем в каждом счетчике формируется свой сэмпл - поток мгновенных значений единичных дискретов [7].
Двухступенчатые D-триггеры работают в режиме ждущих мультивибраторов и служат в качестве элементов согласования быстродействующей логики с логикой среднего быстродействия, выполняя роль устройств скоростного захвата - «защелки». Объем линейного массива счетчиков может содержать до 1000 элементов 32 разрядных счетчиков, реализованных на базе ПЛИС. Линейный массив счетчиков в каждый цикл стробирования образует фрейм или временное окно дискретов - количество всех выборок сигнала за период сканирования. Полный цикл атактовой оцифровки носит название матричного фрейм-сэмплирования. Количество задействованных счетчиков, период массива ЛЗ, а также шаг квантования могут регулироваться в зависимости от требуемой точности восстановления радиоимпульса.
Рис.1. Структурная схема фрейм-дискретизатора: DA1 - высокоскоростной компаратор; DD1…DDN - двухступенчатые D-триггеры; C1…CN - цифровые счетчики; FPGA - ПЛИС; DATA BUS - шина данных; Gen - тактовый генератор строб-импульсов (clock pulse); GDL - глобальная ЛЗ; DL1…DLN - линейный массив пикосекундных ЛЗ, образующих серию атактовых импульсов (aclock pulse); Sclock - блок синхронизации; corD - череспериодный корреляционный обнаружитель; cL1…cLN - корректирующие ЛЗ.
Формирование фрейма осуществляется следующим образом. Перед началом дискретизации строб-импульс задерживается при помощи временной задержки фрейма (глобальной задержки), образуя серию атактовых импульсов в узлах соединения линейного массива пикосекундных ЛЗ с входами данных D-триггеров. По линейному массиву ЛЗ строб-импульс проходит, минуя каждый триггер с небольшим смещением во времени, равным эффективному шагу дискретизации TD. Текущий уровень компаратора, подаваемый одновременно на вход данных (date) всех D-триггеров определяет разрешение или запрет счета в момент времени, когда счетный импульс фрейма минует i-ый D-триггер. Таким образом, когда текущее мгновенное значение радиоимпульса превышает установленный динамический порог компаратора, на вход данных всех D-триггеров поступает «1», передний фронт атактового импульса, бегущего по массиву ЛЗ, «опрокидывает» D-триггер и счетчик, соответствующий некоторому моменту времени, пополняется. При этом значение «0» на выходе компаратора (отсутствие превышения динамического порога) будет соответствовать запрету счета. К строб-импульсу не предъявляется строгих требований по крутизне фронтов и минимизации длительности, как это принято в методе масштабно-временной трансформации, поскольку имеется возможность подстройки его первоначального - «пускового» положения при помощи глобальной ЛЗ. Поэтому длительность строб-импульса может быть достаточно длительной относительно величины фрейма во времени и ограничивается периодом цикла стробирования.
На рис.2, слева приведены временные диаграммы реализации атактовой технологии СФД при восстановлении субнаносекундного радиоимпульса s(t) произвольной формы в окне фрейма из 164 счетчиков за 16 циклов (q1…q16 порогов квантования) стробирования. На рис.2,справа представлена матрица фреймов и восстановленный СКИ с периодом дискретизации 25 пс (зависимость суммарного сэмпла S(td) от дискретного времени) - огибающая единичных записей строк матрицы размером 16Ч164.
В высокоскоростном компараторе аналоговый сигнал радиоимпульса от периода к периоду стробирования последовательно сравнивается с динамическими уровневыми состояниями порогов q1…q16 и, к примеру, относительно уровня q5 принимает непрерывные значения 010101010 (рис.2,слева). Временные интервалы состояний удержания компаратором непрерывных значений соответствуют пересечениям эпюры СКИ с установленным пороговым уровнем. При этом сумма интервалов равна длительности фрейма, тогда как i-ый интервал состояния удержания состоит из суммы эффективных шагов дискретизации m, попавших в его границы: . Процесс сравнения с одним порогом соответствует единичному циклу. За N циклов в каждом счетчике формируется свой суммарный сэмпл. Так, при эффективном шаге дискретизации 25 пс, соответствующем периоду формирования задержки в массиве ЛЗ или атактовой частоте дискретизации 40 Гвыб/с и 164 задействованных счетчиков, длительность фрейма составит 4,1 нс.
Рис.2. Временные диаграммы атактовой оцифровки СКИ: принимаемый радиоимпульс s(t) (непрерывная кривая) и сигнал на выходе компаратора c(q,t) (пунктирная кривая) - слева; восстановленный радиоимпульс - ступенчатая функция суммарного сэмпла S(td), представленная огибающей единичных записей строк матрицы фреймов - справа.
Объем логических единиц сэмпла, пересчитанный в весовые значения шага q порогового квантователя компаратора, определяет мгновенное значение сигнала во временном дискрете - сэмпле.
2.Согласование элементной логики высокоскоростного и среднескоростного быстродействия
Технология СФД является перспективным радиотехническим решением в области высокоскоростной оцифровки субнаносекундных сигналов. Конструктивное исполнение интегрального модуля фрейм-дискретизатора требует применения быстродействующей КМОП-логики, обеспечивающей пикосекундную реакцию схемы на субнаносекундное воздействие. В результате этого интегральная сборка фрейм-дискретизатора сводится к оптимизации набора эквивалентных вентилей в ее составе по принципу минимизации паразитных задержек и уменьшению времени быстродействия. В то же время предпочтительнее разрабатывать интегральную сборку устройства с применением элементной логики среднего быстродействия, что снизило бы его себестоимость.