Документ: s_electro, страницы 281-285 | База учебных материалов

Рис. 2.2.12

Графики зависимости коэффициента гармоник от относительной частоты управления ω* при Iвых* (1) = const показаны на рис. 2.2.11.

Рис. 2.2.11

Параллельный резонансный инвертор критичен к максимальной нагрузке, но работоспособен на холостом ходу. Последовательный резонансный инвертор критичен к минимальной нагрузке, но сохраняет работоспособность при коротком замыкании нагрузки. Поэтому наилучшими свойствами в допустимом диапазоне изменения нагрузки априори должен обладать последова- тельно-параллельный резонансный инвертор, полумостовой вариант которого показан на рис. 2.2.12.

В отличие от LC колебательной цепи в ранее рассмотренных резонансных инверторах, здесь LCC колебательная цепь дает одну дополнительную степень свободы для формирования характеристик инвертора помимо обеспечения требуемых значений собственной частоты колебательного контура и его волнового сопротивления. Но опять остается проблема обеспечения времени, предоставляемого схемой на восстановление управляющих свойств тиристоров, анализ которого может быть сделан в общем случае только численно.

Транзисторные инверторы. Из временных диаграмм рис. 2.2.6 видно, что при частоте управления вентилями инвертора, равной собственной резонансной частоте контура, интервал t2t3, в течение которого вентили (тиристоры) восстанавливали свои управляющие свойства, исчезает. Значит, работа резонансного инвертора при частотах управления вентилями, больших собственной резонансной частоты LC-контура, возможна только в случае использо-

75

вания в качестве их вентилей с полным управлением (транзисторов, GTO- тиристоров), для которых нет проблем восстановления управляющих свойств.

Схема транзисторного последовательно-параллельного резонансного инвертора показана на рис. 2.2.13а, а диаграммы ее работы – на рис. 2.2.13б.

Рис. 2.2.13а
При снятии сигнала управле-
ния с транзистора Т1 он выключает-
ся и ток из него коммутирует в ди-
од D2, который проводит до момен-
та времени t2. Заряжавшийся в коле-	Рис. 2.2.13б
бательном режиме конденсатор С

с этого момента начинает разряжаться. В момент времени t2 ток резонансного контура начинает протекать через транзистор Т2 и на интервале t2t3 конденсатор перезаряжается в обратную полярность напряжения. В момент времени t3 транзистор Т2 выключается и ток контура переходит в диод обратного тока D1, который проводит спадающий к нулю ток до момента t4. Затем включается транзистор Т1 и все процессы в схеме повторяются.

Внешние и регулировочные характеристики транзисторного резонансного инвертора могут быть получены из выражения (2.2.3) для случая ω* > 1. Они приведены на рис. 2.2.14 и 2.2.15 соответственно.

Дальнейшего улучшения качества рассмотренных характеристик в случае транзисторного инвертора можно достигнуть, как и в случае тиристорного инвертора, переходом к варианту последовательно-параллельного инвертора. Схема такого инвертора получается из схемы тиристорного инвертора на рис. 2.2.12 заменой тиристоров на транзисторы. Получим внешние и регулировочные характеристики по первой гармонике выходного напряжения транзисторного LCC-инвертора методом АДУ(1).

Дифференциальное уравнение для напряжения U2 конденсатора С2 инвертора на рис. 2.2.12 имеет вид

d 3u

2

1

d 2u

2

C

+C

2

du

2

1

du

и

+

1

+

u

2

=

. (2.2.11)

dt3

C2 R

dt 2

LC1C2

LC1C2 R

LC2

dt

76

б

Рис. 2.2.14

Рис. 2.2.15

После его алгебраизации по методу АДУ(1) получаем для действующего значения первой гармоники выходного напряжения, равного напряжению на

конденсаторе С2 (с учетом коэффициента Кс, равного отношению емкости параллельного конденсатора С2 к емкости последовательного конденсатора С1:

Кс = С2 ). С1

77

Uвых2

(1)

=

ω

2

U 2

.

LC

К

с

и(1)

=

1

ω

2

1

2

2(1

+ Кс )

2ω

2

(ω3 )

+

(1 + Кс )

+

−

ω4

−

2

3

2

КсLC1

LR

КсС1R

КсLC1

КсLC1 R

Кс

C1

Переходя к относительным единицам по аналогии (2.2.3), получаем

Uвых*

(1) =

=

2

. (2.2.12)

2

2(1+Кс)

2

*

+Кс

1

*

Ксπ

1

−

*

ω

+

−

2ω

(ω ) +

*

2

*

* *

Кс

КсR

Ксω R

Кс

(R )

Для исключения сопротивления нагрузки R* и получения в явной форме

U *

уравнения внешней характеристики инвертора заменим R*

=

вых(1)

и введем

Iвых*

(1)

обозначения соответствующих коэффициентов К1, К2, К3, не зависящих от R*, после чего уравнение (2.2.12) примет вид

*	=				К1			.
Uвых(1)	=				I *	2		.
	К	2	+		вых(1)		К	3
	К		+	U *			К
				U *
					вых(1)

Из его решения найдем уравнение внешней характеристики инвертора

Uвых*	(1) =	К12	−	К3	(Iвых*	(1) )2 .	(2.2.13)
		К2		К2

Графики внешних характеристик приведены на рис. 2.2.14 для разных значений параметров ω* и Кс.

Соотношение (2.2.13) определяет и регулировочные характеристики резонансного инвертора Uвых* (1) = f (ω* ) при ω* = const, Кс = const. Графики этих зависимостей показаны на рис. 2.2.15.

78

2.2.3.РЕЗОНАНСНЫЕ ИНВЕРТОРЫ С УМНОЖЕНИЕМ ЧАСТОТЫ

2.2.3.1.ИНВЕРТОР С УДВОЕНИЕМ ЧАСТОТЫ

Увеличение частоты выходного напряжения инверторов сопровождается ростом потерь мощности при переключении тиристоров, в результате загрузка тиристоров по току должна снижаться. Практически это приводит к снижению выходной активной мощности инвертора почти обратно пропорционально квадрату увеличения частоты. Так по данным работы [16] мощность инвертора на тиристорах ТБ-400 при увеличении частоты с 2 до 12 кГц (в 6 раз) снижается с 85 до 2 кВт (в 42 раза), а на тиристорах ТЧ-125 при увеличении частоты с 4 до 25 кГц (в 6 раз) мощность уменьшается с 13 до 0,8 кВт (в 16 раз). Поэтому ограничение частотных возможностей тиристоров для получения высоких частот выходного напряжения приходится обходить путем применения специальных схемотехнических решений инверторов. В таких схемах частоты коммутаций тиристоров в целое число фаз меньше частоты выходного напряжения инвертора, т.е. достигается схемотехническое умножение час-

тоты выходного напряжения.

Наиболее просто, без больших дополнительных усложнений схемы инвертора, удваивается частота выходного напряжения инвертора. При этом используется то обстоятельство в работе резонансных инверторов (как без обратных диодов – рис. 2.2.3, так и с обратными диодами – рис. 2.2), что частота полуволн тока в звене постоянного тока инвертора равна удвоенной частоте выходного напряжения однофазного инвертора. Формально объяснить этот факт, даже без рассмотрения схем конкретных инверторов, можно тем, что вентильный комплект инвертора, представляемый в модели коммутационной функцией, связывает не только выходные переменные инвертора с входными (т.е. сторону переменного тока со стороной постоянного тока), но и, наоборот, входные переменные инвертора с выходными переменными в звене переменного тока, как это видно из уравнений модели инвертора (2.1.1б) и (2 1.1а). В этом случае выходное напряжение и ток инвертора как бы выпрямляются по отношению ко входу инвертора, при этом, как известно из теории выпрямления, частота выпрямленных напряжения и тока возрастает в qm2 раз, или в 2 раза применительно к рассматриваемым однофазным мостовым схемам инверторов.

Первая схема резонансного инвертора с вентилями обратного тока и с удвоением частоты показана на рис. 2.2.16,а. В этой схеме нагрузка через разделительный конденсатор Ср (или последовательный CpLp контур) подключена параллельно входу вентильного комплекта инвертора, при этом в нагрузке выделяется гармоника напряжения, имеющая двойную частоту по отношению к частоте выходного напряжения инвертора. Диаграммы напряжений и токов элементов инвертора приведены на рис. 2.2.16,б.

79

Материал: s_electro

Смотрите также: