Материал: Разработка и применение высокоскоростных схем управления силовыми полевыми транзисторами

6

Здесь интересно заметить, что произведение QG на fDRV дает необходимый для управления полевым транзистором ток.

Все тепло от потерь мощности рассеивается в схеме управления. Возвращаясь к рисункам 4 и 5, можно увидеть,

что эти тепловыделяющие элементы представляют собой омические сопротивления на пути прохождения тока затвора - выходное сопротивление драйвера, внешний резистор между выходом драйвера и затвором транзистора и во внутреннем сопротивлении затвора. Видно, что рассеиваемая мощность зависит от времени прохождения заряда через эти омические сопротивления. Используя обозначения резисторов из рисунков 4 и 5, можно написать следующие зависимости для рассеиваемой мощности:

PDRV = PDRV,ON + PDRV,OFF

В этих формулах подразумевается, что выход драйвера имеет чисто омическое сопротивление, как это обычно бывает в драйверах с выходным каскадом на полевых транзисторах. Если же выходной каскад построен на биполярных транзисторах, его сопротивление нелинейно, и приведенные формулы не могут дать корректный результат. Если используется достаточно низкоомный затворный резистор, основная мощность будет рассеиваться в драйвере; если же его сопротивление достаточно велико что бы ограничить затворный ток ниже максимального тока драйвера с выходом на биполярных транзисторах, то основная мощность будет рассеиваться в этом затворном резисторе.

В дополнение к потерям в управляющей цепи, силовой ключ рассеивает значительную мощность в короткие периоды переключения, когда через него протекает значительный ток при существенном напряжении на устройстве (то есть в линейном режиме), и для минимизации этих потерь необходимо сокращать время переключения. Рассматривая процессы включения и выключения полевых транзисторов, мы видели, что линейный режим работы транзистора ограничен периодами 2 и 3 и в том, и в другом случае, и ограничен изменением напряжения на затворе

между VTH и VGS,Miller.

Этот факт приводит нас к очень важному для правильного проектирования драйверов выводу: наиболее важен выходной (как втекающий, так и вытекающий) ток при выходном напряжении в районе плато Миллера. При максимальном же значении выходного напряжения (обычно равным VDRV) величина выходного тока, вообще говоря, малосущественна. Для обычных полевых транзисторов типовая величина плато Миллера находится в районе 5В, для Logic Level транзисторов - в районе 2,5В, и именно при этих значениях выходного напряжения мы должны обеспечить максимальный выходной ток для минимизации времени нахождения устройства в линейном режиме и, соответственно, потери.

7

Предварительную оценку потерь на переключение в силовом полевом транзисторе можно произвести, основываясь на простой линейной аппроксимации тока затвора, тока стока и напряжения на стоке в периодах 2 и 3. Сначала определим ток затвора в эти периоды:

Если допустить, что IG2 заряжает входную емкость транзистора от VTH до VGS,Miller, а IG3 разряжает конденсатор CRSS от VDS(off) до нуля, то можно найти времена периодов 2 и 3:

t2 = C ∙ VGS,Miller − VTH

ISS IG2

t3 = CRSS ∙ VDS,off

IG3

В течении t2 напряжение на стоке равно VDS(off), и ток нарастает от нуля до номинального IL, а в течении t3 напряжение на транзисторе падает от VDS(off) почти до нуля. Снова используя линейную аппроксимацию токов и напряжений, можно найти рассеиваемую мощность за эти интервалы (период переключения обозначим как Т):

P2 = tT2 ∙ VDS,off ∙ I2L

P3 = t3 ∙ IL ∙ VDS,off

T 2

Общие потери на переключение можно найти как сумму этих двух компонентов:

Несмотря на то, что процессы переключения полевого транзистора хорошо известны, практически невозможно рассчитать точное значение потерь в них при переключении. Причина этого кроется в наличии паразитных индуктивных компонентов, которые будут значительно изменять формы токов и напряжений, и попытка учета их на практике приведет к необходимости использования дифференциальных уравнений второго порядка. А поскольку параметры, которые необходимо учитывать - такие как пороговое напряжение транзистора, величины паразитных емкостей, выходное сопротивление драйвера и пр. - имеют очень большой разброс, то вышеприведенные линейные аппроксимации выглядят более подходящими для оценки уровня потерь при переключении полевого транзистора.

8

ограничения на управление "тяжелыми" транзисторами с достаточной скоростью. Другим ограничивающим фактором может стать излишняя мощность, рассеиваемая в драйвере, но, как уже обсуждалось, эта проблема может быть решена с помощью внешнего затворного резистора. Если же требуется непосредственное управление (для минимизации места или стоимости), то необходимо тщательное проектирование разводки и аккуратное шунтирование контроллера. Сильные токовые броски в цепи затвора способны сбивать чувствительные аналоговые схемы внутри контроллера, а все более мощные транзисторы требует все большей и большей энергии не их переключение. Немного позже мы обсудим принципы расчета шунтирующего конденсатора по питанию контроллера, пока же заметим, что его характерная величина лежит в диапазоне от 0,1мк до 1мк.

1.Величина шунтирующего конденсатора.

Здесь мы продемонстрируем расчет шунтирующего конденсатора по напряжению питания. Часто этот конденсатор является общим для всех схем контроллера, а в случае, когда питание силовой части ШИМ - контроллера осуществляется отдельно, этот конденсатор необходимо ставить как можно ближе к выводам силовой земли и силового питания.

Можно выделить два компонента тока, протекающего через шунтирующий конденсатор. Первый компонент - это ток покоя контроллера, который может изменяться почти в десять раз при изменении состояния контроллера. Если принять, что максимальный ток покоя контроллера будет при наличии высокого уровня на его выходе, и учесть, что пульсации напряжения на конденсаторе будут изменяться в зависимости от величины коэффициента заполнения, то можно сказать, что:

VQ = IQ,HI ∙∙DMAX CDRV fDRV

Другая составляющая пульсирующего тока через конденсатор - это ток затвора. Хотя точное значение его в большинстве случаев неизвестно, мы можем оценить пульсации на шунтирующем конденсаторе исходя из величины заряда, необходимого для переключения транзистора. При включении этот заряд забирается из конденсатора и передается во входную емкость транзистора. Соответственно, пульсации будут:

VQG = CQG

DRV

Складывая эти две составляющие пульсаций, и решая получившееся уравнение относительно CDRV, можем найти необходимую величину емкости исходя из желаемой величины пульсаций на нем:

где IQ,HI - ток покоя драйвера при высоком уровне на его выходе, DMAX - величина максимально возможного рабочего хода, fDRV - частота коммутации ключа и QG - общий заряд затвора для данной амплитуды управляющего сигнала и определенного напряжения на ключе в закрытом состоянии.

10