Материал: Разработка и применение высокоскоростных схем управления силовыми полевыми транзисторами
По этой кривой для каждой температуры легко находится |
|
|
|
|
|
|
|
|
соотношение между током стока и напряжением затвор-исток. |
|
|
|
|
|
|
|
|
Откладываем на вертикальной оси нужный нам ток, проводим |
|
|
|
|
|
|
|
|
горизонталь до пересечения с соответствующей кривой, и по |
|
ID2 |
1500C |
|
|
|
|
|
горизонтальной оси считываем напряжение затвор-исток. |
(amps) |
101 |
|
|
|
|
|
|
Аналогичным образом находится ток стока при заданном входном |
|
|
250C |
|
|
|
|
|
напряжении. Заметим, что точность определения входного |
|
|
|
|
|
|
||
напряжения по заданному току более точное - шкала напряжений |
Current |
ID1 |
|
|
|
|
|
|
затвор-исток линейна, а токов стока - логарифмична. Видно, что |
Drain |
|
|
|
|
|
|
|
значения VGS1 и VGS2 определяются с гораздо более высокой |
0 |
|
|
|
|
|
|
|
точностью. |
, |
|
|
|
|
|
|
|
I |
10 |
|
|
|
|
|
|
|
|
D |
|
|
|
|
|
|
|
В нашем примере для 150°С будет: |
|
|
|
|
|
VDS = 50V |
|
|
|
|
|
|
|
20us PULSE WIDTH |
|||
|
|
|
|
|
|
|||
ID1 = 3A |
|
4 |
5 |
6 |
7 |
8 |
9 |
10 |
|
|
VGS1 |
VGS2 |
|
|
|
|
|
VGS1 = 4.13V |
|
|
V GS Gate-to-Sourse Voltage (volts) |
|
||||
ID2 = 20A |
|
|
|
|
|
|
|
|
VGS2 = 5.76V |
|
|
|
|
|
|
|
|
Пороговое напряжение и уровень плато Миллера могут быть рассчитаны как:
ID1 = K ∙ (VGS1 − VTH )2
I D2 = K · (VGS2 - VTH )2
|
|
VGS1 ∙ |
ID2 |
− VGS2 ∙ |
ID1 |
|
|
= |
4.13V ∙ |
|
|
|
− 5.76V |
|
∙ |
|
|
= 3.175V |
|||||||||||
V |
= |
V |
|
|
20A |
3A |
|||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
TH |
|
ID2 − ID1 |
TH |
|
|
|
20A |
|
− |
|
3A |
|
|
|
|
|
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||
K = |
|
ID1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
K = |
|
|
3A |
|
= 3.169 |
|
|
|
|
|
|||||||
(V |
− V |
)2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
(4.13V − 3.175V)2 |
|
|
|
|
|
|
||||||||||||
|
GS1 |
TH |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
VGS,Miller = VTH |
+ |
|
ILOAD |
|
|
VGS,Miller = 3.157V + |
|
5A |
|
= 4.413V |
|||||||||||||||||||
|
|
K |
3.169 |
|
|||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
Все эти значения рассчитаны для температуры перехода 150°С - мы использовали соответствующую кривую. Для нашей температуры в 100°С мы должны скорректировать значение порогового напряжение и величину плато Миллера:
DVADJ = (TJ -150°C) · TC |
|
|
æ |
|
V ö |
|
|
DV |
ADJ |
= (100°C -150°C) · ç |
- 0.007 |
|
÷ |
= +0.35V |
|
|
|||||||
|
|
è |
|
°C ø |
|
||
|
|
|
|
|
|||
A4. Внутреннее сопротивление вывода затвора
Другой очень интересный параметр, значение которого не приводится в спецификациях - это внутреннее сопротивление вывода затвора RG,I. Это сопротивление обусловлено суммарным сопротивлением цепей подсоединения затворов ячеек полевого транзистора к выводу. Поэтому сигнал управления распределяется между элементарными затворами по разным, хоть и очень близким, путям. Это приводит к некой разнице в скоростях переключения между ячейками полевого транзистора, в зависимости от расстояния между выводом затвора и собственно затворными областями кристалла.
Наиболее подходящим методом измерения RG,I можно считать использование мостовой схемы измерения импеданса. В-принципе, этот метод идентичен классическому способу измерения ESR конденсатора. Мы соединяем вместе выводы затвора и стока, и подсоединяем к ним измеритель импеданса, установленный на измерение Rs-Cs (или, если прибор позволяет, Rs-Cs-Ls). И теперь мы можем найти значения последовательно соединенных паразитных компонентов RG,I, входной емкости транзистора CISS и паразитной индуктивности.
В нашем примере после измерения параметров транзистора IRFP450 с помощью прибора HP4194 было
получено внутреннее сопротивление RG,I=1.6W. Величина паразитной индуктивности оказалась равной 12.9nH, а входной емкости - 5.85nF.
3
A5. Ограничение скорости нарастания
Полевой транзистор боится только очень больших скоростей изменения напряжения сток-исток. Основан этот эффект на протекании тока перезаряда емкости сток-затвор и, соответственно, генерации положительного напряжения исток-затвор. Как только амплитуда этого сигнала превышает порог открывания транзистора, он начинает приоткрываться. И здесь можно обсудить три различных сценария.
Сначала рассмотрим емкостной делитель, образованный |
|
|
|
||
конденсаторами CGD и CGS. Исходя из их величин, можно |
|
|
|
||
рассчитать напряжение исток-затвор: |
IRFP450 |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
CGD |
|
D |
|
|
|
|
C |
|
|
VGS = VDS ∙ CGS + CGD |
|
GD |
|
||
|
|
|
|
|
|
Если VGS<VTH, полевой транзистор остается закрытым. |
RG,I |
CDS |
dv/dt |
||
Максимальное напряжение сито-исток в этом случае может |
G |
|
|
||
быть определено как: |
|
|
|
|
|
V |
≈ V ∙ CGS + CGD |
|
CGS |
|
|
DS,MAX |
TH |
CGD |
|
S |
|
|
|
|
|
||
Этот механизм, как правило, совершенно на страшен для низковольтовых схем, и величины внешнего резистора и выходного сопротивления драйвера никак на него не влияют.
Если же напряжение велико, желательно оценить максимальное значение скорости нарастания напряжения сток- исток с учетом всех эффектов. Сначала рассмотрим идеальный случай - когда эквивалентное сопротивление затвор-исток пренебрежимо мало, в этом случае устойчивость схемы максимально.
Начало открывание обусловлено падением напряжения на резисторе RG,I из-за протекания через него тока заряда конденсатора CGD. Соответственно, предельное значение dv/dt будет:
dv |
= |
VTH |
dtN−LIMIT |
RG,I ∙ CGD |
IRFP450 |
|
|
|
D |
|
|
CGD |
|
RG,I |
CDS |
dv/dt |
G |
|
|
|
CGS |
|
|
S |
|
Эта оценка вполне применима для схем, где скорость нарастания напряжения сток-исток определяется внешними компонентами, например в синхронных выпрямителях, резонансных схемах и в конверторах с мягким переключением.
Третий расчет основан на схеме, где учитываются как паразитные параметры полевого транзистора, так и внешние элементы входной цепи. Для сохранения
транзистором закрытого состояния его напряжение исток-затвор должно оставаться ниже порога включения:
dv |
= |
VTH |
dtLIMIT |
(RG,I + RGATE + RLO ) ∙ CGD |
Здесь важно еще раз отметить сильную зависимость порогового напряжения от температуры. Поэтому
данный эффект необходимо учитывать при анализе устойчивости схем к большим скоростям изменения напряжения сток-исток. В нашем случае учтем температуру перехода в 100°С и посмотрим ограничения во всех трех случаях.
|
IRFP450 |
|
|
|
|
D |
|
|
|
CGD |
|
RGATE |
RG,I |
CDS |
dv/dt |
|
G |
|
|
RLO
CGS
S
4
Случай 1: Максимальное напряжение, при котором транзистор не откроется при любом dv/dt:
V |
= (V |
+ V ) ∙ |
CGS + CGD |
V |
= (3.157V + 0.35V) ∙ 2600pF = 26.82V |
|
|||||
DS,MAX |
TH |
ADJ |
CGD |
DS,MAX |
340pF |
|
|
|
|
Случай 2: Ограничение dv/dt без учета входных цепей:
dv |
= |
VTH + VADJ |
|
dv |
= |
3.175V + 0.35V |
= 6.4 kV |
dtN −LIMIT |
|
RG,I ∙ CGD |
|
dtN − LIMIT |
|
1.6Ω ∙ 340pF |
μs |
Случай 3: Ограничение dv/dt с учетом сопротивлений входных цепей:
dv |
= |
VTH + VADJ |
|
dv |
= |
3.175 + 0.35 |
= 889 |
V |
dtLIMIT |
(RG,I + RGATE + RLO ) ∙ CGD |
|
dtLIMIT |
(1.6Ω + 5Ω + 5Ω) ∙ 340pF |
μs |
5
Приложение B
Расчет шунтирующего конденсатора драйвера
Для обеспечения высоких скоростей переключения и корректной работы схемы питания драйверов силовых полевых транзисторов должны обладать весьма низким импедансом. Для обеспечения этого чрезвычайно важного параметра используются высокочастотные емкости, как правило, хорошие многослойные керамические конденсаторы. Столь же важно правильное взаимное расположение драйвера и шунтирующего конденсатора. Вот некоторые важные правила на этот счет:
ШИМ - контроллер
VIN
VBIAS |
VDRV |
VCC
R GATE
OUT
Расстояние!
GND
Земляной полигон! 
∙ Драйвер |
|
|
должен |
располагаться |
как |
можно |
|
ближе к силовому ключу, |
|||
которым |
он |
управляет. |
|
Значительная |
дистанция |
||
между ШИМ - |
контроллером |
||
и полевым |
транзистором |
||
может |
допускаться |
только |
|
при |
очень |
тщательной |
|
разводке |
печатной |
платы. |
|
Хотя в цепи управления и |
|||
отсутствуют |
значительные |
||
токи, дорожки желательно |
|||
делать как можно шире - это |
|||
снизит |
|
паразитную |
|
индуктивность, |
обеспечит |
||
меньший импеданс цепи |
|||
управления |
и |
улучшит |
|
устойчивость к наводкам.
∙Так же важно раздельно шунтировать все цепи с импульсными токами - силовую часть, питание контроллера и драйвера - своими собственными конденсаторами. Площади этих цепей так же должны быть минимальны.
При включении входной ток силового ключа течет из шунтирующего конденсатора драйвера, а при выключении высокочастотный конденсатор силовой части должен обеспечивать ток заряда емкости CGD.
В качестве примера рассмотрим случай управления силового транзистора IRFP450 от драйвера MIC4423. Ток потребления драйвера при высоком состоянии его выхода составляет 2.5mA, а при низком состоянии им можно пренебречь. Частота преобразования 100кГц, а максимальный коэффициент заполнения равен 0.7. Напряжение питания драйвера 12В, напряжение на закрытом силовом ключе приблизительно 300В.
При этих условиях полный заряд переключения составит 115nC. 5% пульсаций на шунтирующем конденсаторе от 12В питания составят 0.6В. Рассчитаем минимальную емкость шунтирующего конденсатора:
|
IQ,HI ∙ |
DMAX |
+ QG |
|
|||
|
|
|
|
||||
CBYPASS = |
|
|
fDRV |
|
|
|
|
|
|
V |
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
||
|
2.5mA ∙ |
0.7 |
|
+ 115nC |
|
||
CBYPASS = |
100kHz |
= 221nF |
|||||
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
0.6V |
|
|
|
|
Пример зависимости минимальной емкости шунтирующего конденсатора от частоты преобразования приведена на рисунке справа. При высокой частоте ее определяет энергия перезаряда входной емкости силового ключа, поэтому кривая приближается к некоторому значению асимптотически. При низкой частоте резко увеличивается вклад тока потребления драйвера. Заметим, что
пульсации на шунтирующем конденсаторе зависят от коэффициента заполнения, мы рассмотрели худший случай с
D=0.7.
|
500 |
|
|
(nF) |
|
|
|
емкостьконденсатора |
400 |
|
|
300 |
|
|
|
Минимальная |
200 |
|
|
|
10 |
100 |
1000 |
|
|
Частота преобразования (kHz) |
|
1
Приложение С
Пример расчета бутстрепного конденсатора
Здесь мы рассмотрим управление транзистором IRF1310N от интегрального драйвера верхнего уровня IR2125 в понижающем конверторе с входным напряжением 48В. Ниже приведена схема цепей управления.
ШИМ - контроллер
VBIAS |
|
VDRV |
D |
BST |
|
VIN |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
VCC |
|
|
|
Драйвер верхнего уровня |
|
C IN |
|
|
|
|
|
|
|
||
C |
|
C |
|
VCC |
VB |
C BST |
|
BIAS |
DRV |
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
||
OUT |
|
|
|
IN |
OUT |
RGATE |
QM |
|
|
|
|
VOUT |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
RGS |
|
|
|
|
GND |
VS |
|
C OUT |
GND |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Определимся с параметрами схемы:
VIN,MAX = 65V |
максимальное входное напряжение |
VDRV = 12V |
напряжения питания драйвера и амплитуда управляющего сигнала |
VBST = 0.5V |
пульсация напряжения на конденсаторе CBST в установившемся режиме |
VBST,MAX = 3V |
максимальное падение напряжения на CBST перед тем как сработает схема защиты |
|
от пониженного напряжения или амплитуда управляющего сигнала станет |
|
недостаточной |
fDRV = 100kHz |
частота преобразования |
DMAX = 0.9 |
максимальный коэффициент заполнения при минимальном входном напряжении - |
|
в этом примере у контроллера нет ограничения максимального коэффициента |
TOFF,TR = 400μs |
заполнения |
время переходного процесса при резком пропадании нагрузки - в течении этого |
|
TON,TR = 200μs |
времени силовой ключ закрыт |
время переходного процесса при резком подключении нагрузки - в течении этого |
|
|
времени силовой ключ открыт и ток в выходном дросселе непрерывно нарастает |
Характеристики применяемых компонентов:
QG = 85nC
RGS = 5.1K
IR = 10μA
VF = 0.6V
ILK = 0.13mA
IQBS = 1mA
общий заряд переключения IRF1310 при VDRV = 12V и VDS = 65V величина резистора RGS
ток утечки диода DBST при максимальном входном напряжении и температуре его перехода TJ = 80°C
падение напряжения на диоде DBST при токе 0.1A и температуре перехода TJ = 80°C
ток утечки схемы сдвига уровня при максимальном входном напряжении и температуре кристалла TJ = 100°C
ток, потребляемый драйвером верхнего уровня
2