Материал: Разработка и применение высокоскоростных схем управления силовыми полевыми транзисторами

Внимание! Если размещение файла нарушает Ваши авторские права, то обязательно сообщите нам

Влияние высоких скоростей изменения напряжения
На рис. 17 показаны наиболее важные компоненты
и протекающие токи при включении и выключении
синхронного ключа. Важно отметить, что сигналы
управления	прямым	и	синхронным		ключами
вырабатываются взаимно независимыми драйверами.								QFW
Процесс	включения	синхронного		ключа		QSR		QFW
начинается с момента выключения прямого ключа QFW.								QSR
Когда управляющее напряжение на затворе						QFW	V	IL
становится низким, напряжение на стоке QFW стремится
от уровня входного напряжения к нулю. Ток продолжает								R LO,SR
протекать через прямой ключ пока не разрядится
конденсатор CRSS и паразитный диод не получит прямое
смещение. В этот момент синхронный ключ принимает
на себя весь ток и QFW окончательно выключается.
Через некоторое время, определяемое задержкой
контроллера, прикладывается напряжение к затвору QSR								QFW
и его открывшийся канал перемыкает паразитный диод.								QSR
Процесс	выключения		синхронного		ключа			QSR
Процесс	выключения		синхронного		ключа		V	IL
начинается с переключения выхода драйвера в низкое							V	IL
начинается с переключения выхода драйвера в низкое
состояние. Но ток все равно продолжает протекать через								R LO,SR
паразитный диод в том же направлении. И только когда								R LO,SR
паразитный диод в том же направлении. И только когда
прямой ключ получает управляющий сигнал, ток
начинает переключаться на QFW. Как только весь ток
начнет протекать через QFW и паразитный диод
полностью восстановится, напряжение на стоке						QSR	Рис. 17	Процессы переключения в синхронном
повышается от уровня земли до напряжения питания. В							выпрямителе
это время конденсатор CRSS синхронного выпрямителя							выпрямителе
это время конденсатор CRSS синхронного выпрямителя
быстро заряжается и напряжение на синхронном ключе
так же быстро нарастает.
Анализируя столь необычный режим работы синхронного ключа и схемы его управления, можно отметить одну
очень важную особенность. И во время включения, и во время выключения синхронный ключ испытывает очень
большие скачки напряжения на его стоке, зависящие от скорости переключения прямого ключа (и, соответственно,
от схемы его управления). Поэтому схемы управления обоими ключами должны быть согласованы между собой, что
бы обеспечить корректные переключения и ограничение скорости dv/dt во всех режимах. Такой расчет можно
провести по следующим формулам:


dv			=			VDRV − VGS,PLATEAU(FW)
dt TURN −ON(FW)					(R HI(FW) + RGATE(FW) + R G,I(FW) ) ∙ CRSS(FW)
dv	=					VTH(SR)
dt MAX(SR)		(R LO(SR) + RGATE(SR) + RG,I(SR) ) ∙ CRSS(SR)
dv			<	dv
dt TURN −ON(FW)				dt MAX(SR)

В случае, если используем одинаковые транзисторы в качестве обоих ключей и без затворных резисторов, и считая, что внутренним сопротивлением затворов можно пренебречь, максимальное выходное сопротивление драйверов будет:

R LO(SR)		≤		VTH(SR)
R	HI(FW)		V	− V

			DRV	GS,PLATEAU(FW)

Например, для обычного низкоуровневого транзистора, управляемого от 10V, это соотношение должно быть не больше чем 0,417, то есть выходное сопротивление драйвера синхронного выпрямителя в выключенном состоянии

должно быть более чем в два раза меньше чем выходное сопротивление драйвера прямого ключа в выключенном состоянии. При использовании этих формул необходимо помнить, что все параметры, за исключением VDRV, изменяются от температуры, и все расчеты необходимо производить для наихудшего случая.

6. Неизолированные драйверы верхнего уровня

Неизолированные драйверы высокого уровня можно разделить по типу полевого транзистора, которым они управляют (n- или p-канальные), и по типу собственно драйвера - прямого управления, со сдвигом уровня или бутстрепные схемы (bootstrap). В любом случае, надо очень внимательно относиться к проектированию таких схем,

иубедиться, что учтены следующие аспекты:

∙КПД

∙Достаточное питание

∙Ограничение по скорости

∙Ограничение максимального рабочего цикла

∙Устойчивость к высоким dv/dt

∙Корректный запуск

∙Устойчивость к работе в переходных режимах

∙Шунтирующий конденсатор необходимой величины

∙Правильная разводка

Драйверы высокого уровня для управления p-канальными транзисторами

В этой группе схем вывод истока p-канального полевого транзистора подключен к плюсу входного напряжения. Драйвер должен обеспечивать отрицательное напряжение на затворе, то есть выходной сигнал контроллера должен быть инверсным и привязанным к входному плюсу. Поскольку вход источника питания можно рассматривать как источник напряжения, драйвер высокого уровня p-канального транзистора не должен создавать чрезмерно большого размаха управляющего сигнала, но при этом должен работать во всем диапазоне входных напряжений. Более того, по переменному току драйвер связан с потенциалом земли.

1.Прямое управление p-канальным транзистором

Простейший способ управления p-канальным ключом верхнего уровня - прямое управление, пример которого показан на рис. 18 - может быть организовано только в случае, если напряжение питания не превышает предельно допустимого напряжения затвор-исток полевого транзистора. Наиболее типичное применение такого решения - понижающие DC-DC конверторы с входным напряжением 12В. Заметим, что инверсный выход ШИМ - контроллера, необходимый в этом случае, обычно уже входит в состав микросхем, специально предназначенных для управления p-канальным транзистором.

Работа этой схемы идентична схеме управления n- канальным ключом от уровня земли. Единственное отличие заключается в пути прохождения тока затвора - здесь ток никогда не течет через земляной вывод, а

циркулирует в цепи положительного входного напряжения. Соответственно, при разводке необходимо минимизировать индуктивность проводников, связанных с входным напряжением, а не земляных цепей.

	VDRV =V IN
контроллер	VCC
контроллер	OUT
	R GATE
ШИМ-

GND

Рис. 18 Прямое управление p-канальным

транзистором

2.Управление p-канальным транзистором со сдвигом уровня

Втех случаях, когда входное напряжение

превышает предельно допустимый уровень управляющего сигнала, необходимо применять схемы сдвига уровня. Простейшая такая схема, использующая драйвер с открытым коллектором, показана на рис. 19. К сожалению, подобное решение совершенно непригодно для схем с высокой скоростью переключения. Первая

проблема связана с ограничением входного напряжения максимально допустимым для открытого коллектора выходного каскада драйвера. Но гораздо более

существенные проблемы заключены в очень большом выходном сопротивлении такой схемы. Оба резистора ROFF и RGATE должны быть весьма высокоомными, что

Драйвер	VDRV	VIN
VCC

ROFF

RGATE

OUT

GND

Рис. 19 Включение драйвера с открытым

коллектором

бы постоянный ток через них не был слишком большим. Кроме того, амплитуда сигнала на затворе силового
транзистора будет зависеть от отношения этих резисторов (и, соответственно, от уровня входного сигнала). Поэтому
низкая скорость переключения и плохая устойчивость против высоких dv/dt исключает применение этой схемы в
импульсных устройствах. И только в некоторых случаях, когда скорость переключения не важна, применение этой
схемы может быть оправдано ввиду ее простоты.
На рис. 20 показана сдвигающая уровень
схема, пригодная для использования в				схемах с			VBIAS	VIN
высокими скоростями переключения, и без							VBIAS	VIN
высокими скоростями переключения, и без
проблем работающая со стандартными ШИМ -
контроллерами.		Здесь	транзистор	QINV,	контроллер	VCC	R1
нагруженный на двухтактный каскад, выполняет
две функции	-	инвертирует входной		сигнал и			RGATE
передает его на уровень входного напряжения.							RGATE
передает его на уровень входного напряжения.						OUT	R2
Скорость	включения		силового транзистора		-
					ШИМ

определяется резисторами R2 и RGATE, и, как							RB
правило, весьма высока.			Пока силовой ключ				Q INV
выключен, небольшой постоянный ток протекает						GND
через схему сдвига уровня, и не влияет на
напряжение питания драйвера. И ток драйвера, и
ток сдвигающей схемы забирается из напряжения
питания, которое обычно очень хорошо					Рис. 20 Схема сдвига уровня на дискретных компонентах
задемпфировано.
Мощность, потребляемая схемой управления,
зависит от частоты преобразования (из-за перезаряда входной емкости силового ключа) и от уровня входного
напряжения (из-за протекания постоянного тока через схему сдвига):

PDRIVE = QG ∙ VDRV ∙ fDRV + VIN ∙ DMAX

R1 + R2

Один из недостатков такой схемы заключается в том, что VDRV все еще зависит от уровня входного напряжения из-за делителя R1R2, и в большинстве случаев может потребоваться дополнительная схема защиты от превышения напряжения на затворе силового транзистора. Другая потенциальная проблема связана с насыщением транзистора QINV, что может привести к увеличению времени выключения силового ключа. К счастью, обе эти неприятности можно починить, если резистор R2 перенести в эммитерную цепь QINV. В результате схема приобретет постоянную амплитуду управляющего сигнала и крутые, симметричные фронты переключения. Устойчивость схемы к резким изменениям напряжения в основном определяется сопротивлением резистора R1 - при его уменьшении увеличивается устойчивость, но увеличивается ток, потребляемый схемой управления. Еще можно заметить, что эта

схема способна удерживать силовой ключ в выключенном состоянии при недостаточном уровне входного напряжения, например, при медленной подаче входного напряжения. Пока контроллер неактивен, транзистор QINV закрыт, и затвор силового ключа притянут к истоку резистором R1 и верхним транзистором двухтактного каскада. Особое внимание надо обратить на устойчивость схемы при резкой подаче входного напряжения - большое dv/dt может привести к открыванию силового ключа.

Как правило, такая схема сдвига обладает относительно небольшим КПД, и рассеиваемая на нем мощность может ограничить диапазон входного напряжения. Выгодность его применения, как компромисс между скоростью переключения и рассеиваемой мощностью, должна тщательно оцениваться в каждом конкретном случае исходя из необходимого диапазона входного напряжения.

Схемы прямого управления n-канальным транзистором верхнего уровня

Висточниках питания в качестве силовых ключей всегда стараются использовать n-канальные полевые транзисторы - они более дешевые, более быстрые и обладают меньшим сопротивлением в открытом состоянии. Но такой транзистор должен управляться положительным напряжением относительно истока, поэтому драйвер должен

выдерживать резкие перепады напряжения и в большинстве случаев создавать управляющее напряжение больше напряжения питания. Все эти трудности делают разработку драйверов верхнего уровня n-канального транзистора весьма увлекательной задачей.

1.Прямое управление n-канальным транзистором

Впростейшем случае "верхний" силовой ключ управляется непосредственно с выхода контроллера (или драйвера), привязанного к уровню земли. В этом случае должны выполняться следующие два условия:

VDRV < VGS,MAX

VIN < VDRV - VGS,Miller

Типовое решение с ускоряющим p-n-

VDRV

VIN

p транзистором показано на рис. 21. Если

временно

пренебречь

ускоряющим

VCC

Опционально

транзистором, то можно отметить два

контроллер

основных отличия от классической схемы

прямого

управления.

Поскольку

вывод

R GATE

стока подсоединен к входному источнику

OUT

постоянного

напряжения, пульсирующее

ШИМ

напряжение

появляется

на

истоке,

и с

точки

зрения

демпфирования

индуктивной

энергии

схемы

идентичны.

GND

Но с точки зрения работы схемы

управления

здесь

все по-другому.

Заметим, что ток управления уже не

Рис. 21 Прямое управление n-канальным транзистором

может возвращаться в землю через вывод

истока, а вынужден протекать через

нагрузку. При включении транзистора в

режиме разрывных токов он должен протекать через индуктор и внешнюю нагрузку, а в режиме неразрывных токов

- через p-n переход возвратного диода. При выключении ток разряда входной емкости затвора всегда течет через

возвратный диод. А ток перезаряда конденсатора CGD протекает через высокочастотный конденсатор фильтра

питания во всех режимах.

Все эти эффекты увеличивают паразитную индуктивность цепи истока из-за большего количества компонентов

протекания тока и, соответственно, большей площади петли протекания импульсного тока. Как было показано

выше, паразитная индуктивность в цепи истока создает отрицательную обратную связь, ухудшающую скорость

переключения транзистора.

Другая особенность использования прямого управления n-

канальным транзистором на высокой стороне заключается в

поведении его истока - при выключении транзистора на нем

может наблюдаться большое отрицательное напряжение. Рис. 22

L S

иллюстрирует этот весьма сложный процесс переключения.

VIN

Процесс

выключения начинается с

опускания

потенциала

вывода затвора к уровню земли - входная емкость транзистора

быстро разряжается до уровня плато Миллера. Ключ все еще

L D

полностью открыт, весь ток нагрузки протекает от стока к

истоку, и падение напряжение на транзисторе мало. Затем, на

уровне плато Миллера, полевой транзистор начинает работать

как истоковый повторитель.

Напряжение на истоке падает вместе с напряжением на

затворе, и пока напряжение сток - исток возрастает, напряжение

затвор - исток остается постоянным на уровне плато Миллера.

Скорость изменение ограничено выходным сопротивлением

драйвера и конденсатором CGD транзистора. Как только

VDRV

напряжение на истоке опустится ниже уровня земли примерно

на 0,7В, открывается возвратный диод и фиксирует потенциал

истока.

На самом деле, напряжение на истоке может опуститься

ниже уровня земли на короткое время, определяемое временем

VIN+V GS,Miller

включения возвратного диода и паразитными индуктивностями

в его цепи, после этого весь ток переключается на возвратный

диод, и потенциал истока фиксируется ниже уровня земли на

величину прямого падения напряжения на диоде.

VIN

Этот короткий выброс напряжения на истоке ниже уровня

земли

из-за

медленного

диода

больших

паразитных

Время восстановления

индуктивностей в его

цепи может создать большие проблемы

диода плюс время спада

для драйвера, а именно опустить его выход в область

тока

отрицательных напряжений. Поэтому для его защиты

VGS=

необходимо устанавливать диоды Шоттки с низким прямым

1 + 1

падением между выходом драйвера и его землей, как показано

на рис. 21. Стоит отметить еще один момент: когда напряжение

на

затворе

становится

равным

нулю,

ток разряда входной

Рис.

Процесс выключения n-канального

емкости ключа так же прекращается, и дальнейшее опускание

транзистора верхнего уровня

уровня

истока ниже

земли может

привести к

открыванию

силового транзистора. В конце концов, система приходит в весьма шаткое равновесие, когда ток разряда входной

емкости ключа и падение напряжения на паразитных индуктивностях приходят в соответствие со скоростью

изменения тока в ключе.

В этом случае может не помочь даже ускоряющая выключение схема, показанная на рис. 21.

Дополнительный

p-n-p транзистор будет выключен, когда напряжение на затворе упадет ниже земли на величину VBE, а исток будет

находиться в большом отрицательном смещении в результате переходного процесса. Также необходимо обратить

внимание, что такая схема в выключенном состоянии будет очень восприимчива к наводкам, поскольку напряжение

истока будет ниже уровня земли на величину падения на возвратном диоде, а уровень затвора будет выше земли

примерно на 0,7В. Соответственно, напряжение между истоком и затвором будет находиться в опасной близости к

VTH, особенно при использовании низковольтового силового транзистора и при повышенной температуре.

Бутстрепная схема

Если прямое управление полевым транзистором становится невозможным из-за слишком большого входного

напряжения, применяется бутстрепная схема. В ней и драйвер, и его питание имеют общий минус на истоке

силового n-канального транзистора. Но все напряжения на драйвере не связаны с величиной входного напряжения, и

имеют относительно низкий уровень. Между привязанной к земле схемой управления и собственно драйвером

применяется сдвигающая уровень схема, аналогичная вышеописанной. Она должна выдерживать все входное

напряжение и передавать сигнал с относительно низким уровнем тока, а импульсный ток перезаряда входной

емкости силового ключа циркулирует через шунтирующий конденсатор драйвера, потенциал которого привязан к

истоку полевого транзистора.

2. Бутстрепный драйвер на дискретных компонентах

Классическая

схема

реализации

бутстрепного

драйвера

на

дискретных

VDRV D BST

VIN

компонентах представлена на рис. 23.

Здесь

C BST

ШИМ - контроллер, привязанный к уровню

земли,

зашунтирован

своим

собственным

VCC

конденсатором.

Сдвигающая

уровень

схема

R GATE

построена на диоде QBST, резисторах R1, R2 и

Q LS

VOUT

-контроллер OUT

полевом

транзисторе QLS.

Собственно

драйвер

привязан

общим

минусом к

истоку

ШИМ

силового транзистора, и включает в себя

шунтирующий

конденсатор

CBST,

GND

двухтактный

драйвер

на

биполярных

транзисторах и затворный резистор RGATE.

Такая

схема

особенно

эффективна

Рис. 23 Бутстрепный драйвер на дискретных компонентах

диапазоне входных напряжений примерно от

12 до 24 вольт, когда используется дешевый

контроллер, без встроенного драйвера верхнего уровня. Особенно приятно, что напряжение питания контроллера

напрямую не связано с входным напряжением. Кроме того, схема сдвига уровня построена на маленьком n-

канальном полевом транзисторе с управлением по истоку, и при включенном силовом ключе ток через него не течет.

Это очень важное свойство такой схемы сдвига уровня в плане повышения эффективности и увеличения предельно

возможного времени включенного состояния силового ключа.

Работает схема следующим образом. Когда выход контроллера переходит в высокое состояние, транзистор QLS

выключается, резистор R1 обеспечивает протекание базового тока верхнего транзистора двухтактного драйвера, и

силовой ключ открывается. Ток заряда входной емкости силового транзистора забирается из шунтирующей емкости

CBST. Когда силовой ключ открылся, потенциал его истока становится равным входному напряжению, и диод DBST с

транзистором QLS отвязывают драйвер от входа устройства.

При выключении на выходе контроллера устанавливается низкий уровень, что приводит к открыванию

транзистора QLS. Ток начинает протекать через резисторы R1 и R2, и включается нижний транзистор двухтактного

драйвера. Как только силовой ключ закрылся, напряжение на его истоке стремится к нулю, и открывается

возвратный диод. Поскольку нижний конец конденсатора CBST имеет теперь потенциал, на величину падения на

диоде меньший уровня земли, а верхний его конец привязан к напряжению питания контроллера через диод DBST, за

время выключенного состояния силового ключа конденсатор CBST заряжается до уровня VDRV.

Источник: https://studfile.net/preview/16512330/

Смотрите также:







Изложение содержания дела, по которому приняты судебные постановления
_-___-~1
_1-тема-СтрМетал
_10_Эмиль Золя для эл версии