Материал: Разработка и применение высокоскоростных схем управления силовыми полевыми транзисторами

Внимание! Если размещение файла нарушает Ваши авторские права, то обязательно сообщите нам

Соответственно, полный заряд через CC при выключении:

QC,OFF = QG + VC · 1 - D

RGS fDRV

Очевидно, что в установившемся режиме работы величины обоих этих зарядов должны быть равными, поэтому можно решить два этих уравнения относительно VC:

VC = VDRV ∙ D

Как видим, установившееся напряжение на развязывающем конденсаторе зависит от величины коэффициента заполнения. График на рис. 32 показывает, что при низком значении коэффициента

заполнения отрицательное напряжение на затворе при выключенном состоянии силового ключа будет минимально, и наоборот.

Поэтому, если напряжение на затворе во включенном состоянии при большом коэффициенте заполнения больше чем допустимо, мы и ставим ограничивающую цепочку параллельно резистору RGS. Эффект от нее так же показан на графике на рис. 32. Когда положительное

напряжение на затворе начинает ограничиваться напряжением стабилитрона, отрицательное напряжение начинает возрастать. В

результате получаем приемлемые значения амплитуды напряжения на затворе в большом диапазоне изменения коэффициента заполнения.

Расчет развязывающего конденсатора

напряжениеDC	C	1
		1

	конденсатореС	0.8
		0.8
Установившееся	(V	0.6
		0.6

	)на	0.4		VCL
				VCL
				VDRV
	DRV
	DRV					Ограничение
	/V	0.2				стабилитроном
	CL	0.2

		0	0.2		0.4	0.6	0.8	1
				Коэффициент заполнения

Рис. 32 Зависимость напряжения на

развязывающем конденсаторе от коэффициента заполнения

Ток перезаряда входной емкости силового ключа, протекая через развязывающий конденсатор, создает на его емкости некое падение напряжения, то есть в составе VC присутствуют пульсации напряжения с частотой управляющего сигнала. Очевидно, их величину хотелось бы поддерживать на значительно меньшем уровне по сравнению с управляющим сигналом.

Пульсация напряжения на CC может быть рассчитана исходя из величины полного заряда:

DV = QG + (VDRV − VC ) ∙ D
C	CC	CC · RGS · fDRV

Учитывая, что VC = D · VDRV и решая уравнение относительно CC, можно получить его величину исходя из желаемых пульсаций на нем:

CC =	QG	+	VDRV ∙ (1 − D) ∙ D
	DVC		DVC · RGS · fDRV

Как видно, максимальные пульсации будут наблюдаться при D=0.5. Вообще, можно принять за оптимум величину пульсаций в 10% от VDRV для худшего случая.

Переходный процесс при подаче напряжения питания

C минимальным значением CC мы уже определились, теперь необходимо выяснить значение резистора RGS. Его величина весьма критична для правильной работы схемы при подаче напряжения питания.

При включении устройства напряжение на развязывающем конденсаторе равно нулю. Когда с выхода драйвера начинают поступать импульсы, постоянное напряжение VC относительно медленно изменяется от нуля до своего установившегося значения, и постоянная времени достижения напряжением VC своего номинального значения определяется величинами CC и RDS. Соответственно, величина желаемой постоянной времени и величина пульсаций на развязывающем конденсаторе взаимосвязаны, и должны рассчитываться совместно. Получаются два уравнения для двух переменных:

CC =	QG	+	VDRV ∙ (1 − D) ∙ D
	DVC		DVC · RGS · fDRV

t = RGS · CC ¾¾® RGS = CtC

Подставляя значение RGS из второй формулы в первую, для худшего случая D=0.5 и принимая VC=0.1∙VDRV, получим выражение для минимального значения развязывающего конденсатора:

CC,MIN =	20 ∙ QG ∙ τ ∙ fDRV
	VDRV ∙ (2	∙ τ ∙ fDRV − 5)

Как только получено значение CC,MIN, легко можем получить необходимую величину RGS. На самом деле, в большинстве случаев резистор RGS приходится выбирать из некого компромисса между скоростью реакции

развязывающей цепочки на резкие изменения коэффициента трансформации, и эффективностью схемы - слишком большой ток приведет к неоправданным потерям в схеме управления.

8. Трансформатор управления

До появления интегральных драйверов высокого уровня использование трансформатора было единственным способом реализации управления полевыми транзисторами на "высокой" стороне, например, в сетевых источниках. Сегодня оба этих варианта мирно сосуществуют, поскольку каждому из них свойственны как достоинства, так и недостатки. Интегральные драйверы весьма удобны, занимают немного места на печатной плате, но обладают очень большими задержками. Правильно спроектированный трансформатор вносит ничтожные задержки и способен обеспечить очень высокий уровень изоляции. Но он, как правило, занимает больше места на плате и требует определенных затрат на свою разработку (или, по меньшей мере, необходимо понимать что в нем происходит).

Прежде чем перейти к изучению схем управления на трансформаторах, рассмотрим некоторые особенности трансформаторов вообще и использования их для управления полевыми транзисторами в частности.

∙Трансформатор имеет, по меньшей мере, две обмотки. От способа их разделения зависит прочность изоляции, а от отношения витков - коэффициент передачи напряжения. Для трансформаторов управления трансформирования напряжения обычно не требуется, но параметры изоляции очень важны.

∙Идеальный трансформатор энергии не запасает. Так называемые "flyback" трансформаторы по сути своей являются многообмоточными дросселями. Тем не менее, в реальных трансформаторах некоторое количество энергии запасается в области между обмотками и в небольшом зазоре - где соединяются половинки сердечника. Эту энергию можно разделить на энергию намагничивания и энергию рассеяния. В силовых трансформаторах обычно необходимо минимизировать хранимую в трансформаторе энергию для снижения потерь. В трансформаторе управления передаваемая мощность мала, но он должен передавать высокие пиковые токи для быстрого перезаряда входной емкости полевого транзистора, поэтому и здесь желательно иметь низкий уровень индуктивности рассеяния для получения малых времен задержек.

∙Закон Фарадея требует, что бы суммарный вольтсекундный интервал за период был равен нулю. Даже

небольшая постоянная составляющая напряжения приведет к насыщению сердечника, и этот факт будет иметь громадное значение при разработке схем трансформаторного управления, поскольку ШИМ - контроллеры всегда имеют однополярное питание.

∙Насыщение сердечника ограничивает максимальный вольтсекундный интервал, поэтому при разработке любого трансформатора необходимо уделять особое внимание худшему случаю, когда в

одно и то же время на трансформатор приложено максимальное напряжение при максимальном коэффициенте заполнения. В случае трансформатора управления дело часто облегчается стабилизированным напряжением питания драйвера.

∙В силовых однотактных трансформаторах (например, в прямоходовых конверторах) значительное время идет на перемагничивание сердечника, работающего в первом квадранте B - H характеристики.

Время перемагничивания может существенно сократить величину максимального коэффициента заполнения. При разработке трансформатора управления эта проблема встречается гораздо реже - обычно там используется конденсаторная развязка по постоянному току, и трансформатор работает с двуполярным перемагничиванием.

Трансформатор управления в однотактной схеме

Такая схема (рис. 33) используется при управлении полевым транзистором ШИМ - контроллером с одним выходом. Развязывающий конденсатор CC, включенный последовательно с первичной обмоткой управляющего трансформатора, необходим для перемагничивания сердечника - без него на трансформаторе будет присутствовать постоянная составляющая, и сердечник войдет в насыщение.

Установившееся смещение на развязывающем конденсаторе CC будет тем же самым, что и в случае непосредственного управления, и так же будет зависеть от коэффициента заполнения:

VC = D ∙ VDRV

Кроме того, резкие изменения коэффициента заполнения могут возбудить LC контур, образованный

индуктивностью намагничивания развязывающего трансформатора и емкостью конденсатора CC. Исключить

возникновение резонансных колебаний в большинстве случаев помогает наличие резистора RC, включенного последовательно с трансформатором. Минимальную величину этого резистора можно определить как:

	RC ³ 2 ·		LM
			CC

Здесь стоит заметить, что определенная величина RC

включает в себя последовательное эквивалентное сопротивление выходного каскада ШИМ - контроллера. Кроме того, можно получить минимальное значение RC

неприемлемо большое с точки зрения получения высоких токов переключения силового транзистора, и это приведет к значительному снижению скоростей переключения. С другой стороны, недостаточное демпфирование LC контура

может привести к катастрофическим выбросам напряжения как на выходном каскаде драйвера, так и на затворе силового ключа.

Ток, образующий напряжение VC имеет две составляющие - ток намагничивания трансформатора, и ток через резистор RGS (подключенный между истоком и затвором силового ключа). Соответственно, постоянная

времени перезаряда конденсатора СС при переходных процессах будет зависеть от индуктивности намагничивания и может быть оценена по формуле:

ШИМ - контроллер

	VDRV
VCC
		+V DRV
		0V
		VC	-
OUT		+	-
OUT
	R C	C C
		C C
GND

VDRV -VC

-VC

R GS

Рис. 33 Трансформатор управления в однотактной

схеме

VOUT

I M

τ = 2 ∙ π ∙ fDRV ∙ LM ∙ RGS ∙ CC				I R

2 ∙ π ∙ fDRV ∙ LM + RGS
Индуктивность намагничивания приводит еще к одному				I G
существенному эффекту в плане формы тока выходного
каскада драйвера и направления его протекания. На рис. 34
показан суммарный выходной ток IOUT и основные его
составляющие.
Обратим внимание на заштрихованные серым области
на последней диаграмме токов. При этом выходной драйвер
находится в низком уровне, и должен пропускать				I OUT
втекающий ток. Но из-за наличия индуктивной
составляющей тока выходной каскад драйвера вынужден
обеспечивать вытекающий ток, поэтому часто (например, в
случае использования в выходном каскаде драйвера				Рис. 34 Диаграммы токов и напряжений в
биполярных	транзисторов)	приходится	ставить
дополнительный диод на выходе драйвера для пропускания				трансформаторной схеме управления
тока в обоих направлениях. Похожая ситуация может
возникнуть и при высоком сигнале на выходе драйвера, в зависимости от коэффициента заполнения и величин
реактивных компонентов. Наиболее простой способ избавиться от этой проблемы без добавления диодов на выход
драйвера состоит в увеличении активной составляющей тока для минимизации влияния реактивной его
составляющей.
При большом диапазоне изменения коэффициента заполнения, например в понижающих конверторах, схема на
рис. 33 не работает, поскольку напряжение на развязывающем конденсаторе тоже изменяется слишком в больших
пределах. Соответственно, при большом коэффициенте заполнения отрицательная полуволна управляющего сигнала
становится все больше и больше, а положительная - все меньше. Решить эту проблему помогают два небольших
компонента на вторичной стороне управляющего трансформатора.

На

рис.

показана

схема,

VDRV

восстанавливающая

первоначальный

уровень

VCC

управляющего

сигнала.

Здесь

добавлены

еще

+V DRV

VDRV -VC

VDRV -VD

один развязывающий конденсатор CC2 и простой

ограничитель

на

диоде

DC2.

Если

же

хочется

контроллер

-VC

-VD

получить большее отрицательное смещение,

VC-VD

можно

добавить

еще

стабилитрон

аналогично

OUT

безтрансформаторной схеме на рис. 31.

ШИМ

CC1

CC2

DC2

RGS

Расчет

развязывающих

конденсаторов

Методика

расчета

развязывающих

GND

конденсаторов основана на анализе максимально

допустимых пульсаций на конденсаторах от

переноса управляющего заряда в установившемся

Рис. 35

Восстановление изначального уровня сигнала

режиме

аналогична

рассмотренной

ранее.

в схеме с трансформатором управления

Формула для конденсатора CC2

идентична

формуле для развязывающего конденсатора в

безтрансформаторном варианте - здесь ток тоже состоит из двух компонентов: тока перезаряда входной емкости

силового ключа, и тока через резистор RGS между его истоком и затвором.

CC2 =

+ (VDRV − VDC2,FW ) ∙ DMAX

VC2

VC2 ∙ RGS ∙ fDRV

Эта формула дает максимальное значение CC2 при максимальном времени открытого состояния силового ключа, т.е. при максимальном коэффициенте заполнения.

На первичной стороне трансформатора управления в дополнение к тем же самым двум компонентам тока циркулирует еще и ток намагничивания, поэтому емкость конденсатора CC1 будет:

G +

(VDRV

− VDC2,FW ) ∙ D

∙ (D2

− D3)

DRV

VC1

VC1 ∙ RGS ∙ fDRV

4 ∙ V

∙ L

∙ f 2

DRV

При расчете по этим формулам мы можем быть уверены, что максимальные пульсации не превысят заданного предела во всех режимах работы. К сожалению, максимальное значение коэффициента заполнения зависит от очень многих параметров разрабатываемого устройства, и не может быть жестко установлено в начальной стадии разработки. Можно считать, что в большинстве практических случаев максимальное значение коэффициента заполнения будет находиться в пределах от 0,6 до 0,8.

Также следует заметить, что на затворе силового ключа будет присутствовать сумма пульсаций на обоих развязывающих конденсаторах VC1+ VC2. Если важно точное значение пульсаций на затворе, или существенно падение напряжение на самом выводе затвора, этот момент должен быть учтен.

2.Разработка трансформатора управления

Основное назначение трансформатора управления - передать управляющий сигнал на "высокую" сторону. Как и любой трансформатор, можно передавать сигнал в любом масштабе, но здесь это свойство практически никогда не используется. Трансформатор управления обладает небольшой мощностью, но в то же время должен уметь переносить весьма приличные импульсные токи. Также, он работает в большом диапазоне коэффициентов заполнения, и при различных или постоянных амплитудах управляющего сигнала - в зависимости от конкретной реализации схемы.

В однотактных схемах трансформатор управления отвязан от драйвера по постоянному току, и амплитуды сигналов на нем не постоянны. В случае двухтактных схем, например, в полумостовых преобразователях, сигнал на нем симметричный и имеет постоянную амплитуду. Но в любом случае перемагничивание сердечника происходит по полной петле гистерезиса - в первом и третьем ее квадранте.

Процедура разработки трансформатора управления очень похожа на разработку силового трансформатора, но коэффициент его трансформации, как правило, равен единице, и перегрев трансформатора пренебрежимо мал. Соответственно, разработку трансформатора управления следует начинать с выбора подходящего сердечника. Обычно для него используют тороидальные, RM, P сердечники, и подобные. В качестве материала используются ферриты с высокой проницаемостью - это позволяет повысить индуктивность и, соответственно снизить вредный ток намагничивания. Опытные разработчики обычно выбирают тип сердечника, основываясь на собственном опыте; его размер может быть оценен по методике, используемой для силовых трансформаторов.

После того, как определились с типоразмером сердечника, можем рассчитать количество витков первичной

обмотки:

VTR ∙ t

NP =

DRV

B ∙ Ae

0.8

где VTR - напряжение на первичной обмотке,

B - размах индукции за

DRV

0.6

Двухтактная

время t, и Ae - эффективная площадь сечения сердечника.

Вольтсекундный

схема

Нашей

первой

задачей

найти

максимальное

значение

интервал

0.4

Однотактная

вольтсекундного интервала в числителе дроби. На рис. 36

схема

представлено нормализованное значение вольтсекундного интервала

для одно- и двухтактных схем как функция коэффициента заполнения.

0.2

В однотактных схемах с развязкой по постоянному току

наихудший

случай

наблюдается

при

коэффициенте

заполнения 0,5.

0.2

0.4

0.6

0.8

Интересно,

что

такой

схеме

при

изменении

коэффициента

Коэффициент заполнения

заполнения вольтсекундный интервал изменяется по квадратичному

закону - это связано с тем, что в этом случае изменяется еще и

Рис.

Вольтсекундный интервал как

установившееся напряжение на развязывающем конденсаторе.

Гораздо сложнее оценить изменение индукции в переходных

функция коэффициента заполнения

режимах, например при резком изменении нагрузки, когда ШИМ -

контроллер резко изменяет коэффициент заполнения. Количественная оценка здесь весьма и весьма сложна, и

зависит как от быстродействия петли обратной связи, так и от постоянной времени развязывающей цепи. Чисто

качественно можно сказать, что отклонения размаха индукции от установившегося режима будут тем меньше, чем

медленнее петля обратной связи и меньше постоянная времени развязывающей цепи. Трехкратного запаса между

максимальным размахом индукции в установившемся режиме и индукцией насыщения в подавляющем большинстве

случаев оказывается вполне достаточным.

Следующим шагом при расчете управляющего трансформатора будет размещение обмоток в окне

магнитопровода. Как мы выяснили ранее, необходимо минимизировать индуктивность рассеяния и, кроме того, надо

сделать сопротивление обмоток переменному току как можно меньше. В случае использования тороидального

сердечника все обмотки следует наматывать бифилярно или трифилярно в зависимости от количества управляемых

ключей. Если же используется Ш - образный сердечник или ему подобный (P, RM типов), то ближе всего к

центральному керну следует мотать первичную обмотку, затем выходную обмотку "низкой" стороны (если

используется) и, наконец, обмотку "высокой" стороны. Причем каждая из обмоток должна занимать только один

слой. В таком случае достигается не только низкая индуктивность рассеяния и минимально возможное

сопротивление переменному току, но и образуется естественный экран между первичной обмоткой и выходной

обмоткой "высокой" стороны - это позволит уменьшить протекание емкостных токов от резко изменяющегося

высокого напряжения на сигнальную землю контроллера.

3.Управляющий трансформатор двойного назначения

Втех случаях, когда требуется управление ключом высокого уровня низкоимпедансным сигналом с небольшими временами задержек, может использоваться схема совмещения управляющего трансформатора с низковольтовой интегральной схемой прямого управления. На рисунках 37 и 38 показаны две принципиально разные схемы такой реализации.

Схема на рис. 37 реализует передачу через трансформатор не только управляющего сигнала, но и энергию для питания драйвера. Принцип ее работы весьма прост. Во время включенного состояния силового ключа

положительное напряжение со вторичной обмотки силового трансформатора через диод формирует напряжение питания драйвера. Поскольку это напряжение генерируется из управляющих сигналов, оно должно заряжать

фильтрующий конденсатор драйвера до номинального напряжения за несколько циклов. Поэтому очень желательно, что бы микросхема драйвера имела защиту от работы при пониженном напряжении - это исключит попытку включение силового ключа недостаточным напряжением. Показанная на схеме уже знакомая нам схема восстановления напряжения на CC2 и DC2 формирует напряжение питания драйвера, независящее от коэффициента заполнения. Диод DC2 так же защищает вход драйвера от отрицательного напряжения со вторичной обмотки трансформатора. Разработка такого трансформатора совершенно идентична рассмотренной выше. Уровень его мощности лишь ненамного превышает предыдущий вариант, поскольку ток питания драйвера обычно гораздо меньше тока перезаряда входных емкостей силового транзистора. Трансформатор и здесь передает большие импульсные токи, но в этом случае они вызваны подзарядом фильтрующего конденсатора. Все токи управления силового ключа сосредоточены исключительно между драйвером, фильтрующим конденсатором и силовым ключом, что позволяет добиться чрезвычайно высоких скоростей переключения.

Источник: https://studfile.net/preview/16512330/

Смотрите также:







Изложение содержания дела, по которому приняты судебные постановления
_-___-~1
_1-тема-СтрМетал
_10_Эмиль Золя для эл версии